Aktoren: Grundlagen und Anwendungen [1 ed.] 978-3-662-00418-0, 978-3-662-00417-3

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Hartmut Janocha (Hrsg.)

toren Grundlagen und Anwendungen

Mit 243 Abbildungen

Springer-Verlag Berlin Heidelberg NewYork London Paris Tokyo Hong Kong Barcelona Budapest

Professor Dr.-lng. Hartmut Janocha Universität des Saarlandes Lehrstuhl für Prozeßautomatisierung Gebäude 13 W-6600 Saarbrücken 11

ISBN 978-3-662-00418-0 CIP-Titelaufnahme der Deutschen Bibliothek Aktoren : Grundlagen und Anwendungen / Hartrnut Janocha (Hrsg.). Berlin ; Heidelberg ; NewYork ; London ; Paris; Tokyo ; HongKong ; Barcelona; Budapest : Springer, 1992 ISBN 978-3-662-00418-0 ISBN 978-3-662-00417-3 (eBook) DOI 10.1007/978-3-662-00417-3 NE: Janocha, Hartrnut [Hrsg.] Dieses Werk ist urheberrechtlieh geschützt. Die dadurch begründeten Rechte, insbesondere die der Übersetzung, des Nachdrucks, des Vortrags, der Entnahme von Abbildungen und Tabellen, der Funksendung, der Mikroverfilmung oder der Vervielfiiltigung auf anderen Wegen und der Speicherung in Datenverarbeitungsanlagen, bleiben, auch bei nur auszugsweiser Verwertung, vorbehalten. Eine Vervielfältigung dieses Werkes oder von Teilen dieses Werkes ist auch im Einzelfall nur in den Grenzen der gesetzlichen Bestimmungen des Urheberrechtsgesetzes der Bundesrepublik Deutschland vom 9. September 1965 in der jeweils geltenden Fassung zulässig. Sie ist grundsätzlich vergütungspflichtig. Zuwiderhandlungen unterliegen den Stralbestimmungen des Urheberrechtsgesetzes. © Springer-Verlag Berlin Heidelberg 1992

Softcover reprint of the hardcover 1st edition 1992 Die Wiedergabe von Gebrauchsnamen, Handelsnamen, Warenbezeichnungen usw. in diesem Werk berechtigt auch ohne besondere Kennzeichnung nicht zu der Annahme, daß solche Namen im Sinne der Warenzeichen- und Markenschutz-Gesetzgebung als frei zu betrachten wären und daher von jedermann benutzt werden dürften. Sollte in diesem Werk direkt oder indirekt auf Gesetze, Vorschriften oder Richtlinien (z.B. DIN, VDI, VDE) Bezug genommen oder aus ihnen zitiert worden sein, so kann der Verlag keine Gewähr flir Richtigkeit, Vollständigkeit oder Aktualität übernehmen. Es empfiehlt sich, gegebenenfalls flir die eigenen Arbeiten die vollständigen Vorschriften oder Richtlinien in der jeweils gültigen Fassung hinzuzuziehen. Satz: Reproduktionsfertige Vorlage der Autoren Einbandgestaltung: K. Lubina, Schöneiche 60/3020 543210 - Gedruckt auf säurefreiem Papier

Vorwort

Die Einsatzgebiete von Aktoren sind heute unüberschaubar und umfassen alle Bereiche unserer Umwelt, angefangen bei CD-Spielern und Fotoapparaten über Waschmaschinen, Heizungen und Klimageräte, Werkzeugmaschinen, Land-, Wasser- und Luftfahrzeuge bis hin zu Beatmungsgeräten und künstlichen Gliedmaßen. Aktoren sind eine unverzichtbare Systemkomponente, immer wenn Prozesse in offener oder geschlossener Wirkungskette gesteuert werden sollen; sie sind gleichermaßen unentbehrlich für die Realisierung von Systemen der Mechatronik und der Mikrosystemtechnik. So gesehen sind sie gewissermaßen "notwendiger" als Sensoren, die ja erst in der geschlossenen Steuerkette echte Systemfunktionen übernehmen, letztlich auch dann wieder mit dem Ziel, dem Steuerrechner alle erforderlichen Prozeßinformationen zu liefern, damit dieser den Aktor als ausführendes Glied mit den "richtigen" Steuersignalen versorgen kann. Unter diesem Blickwinkel betrachtet ist es erstaunlich, daß der Sensorik in den vergangenen Jahren wesentlich mehr Aufmerksamkeit geschenkt worden ist als der Aktorik, was sich sowohl in der Zahl der Publikationen als auch im Inhalt staatlicher Förderungsprogramme offenbarte. Einer der Gründe hierfür mag sein, daß zunächst das Bedürfnis, möglichst viele Informationen über die Prozesse zu gewinnen, um sie besser überwachen und/oder gezielt er beeinflussen zu können, stark zunahm - sei es aus technischen, ökonomischen oder ökologischen Gründen. Dies führte zu den vielfältigsten Sensor-Neuentwicklungen bezüglich Meßgrößen art , Funktionsprinzip, Geräteeigenschaften und Einsatzbereich. Zusätzliche Möglichkeiten zur Gewinnung von Prozeßinformationen ergaben sich durch die immer preisgünstiger verfügbare Rechenleistung, die schließlich den Einsatz "dezentraler Intelligenz" in Form von Mikrorechnern sogar für kleinste Anlagen sinnvoll erscheinen ließ. Etwa ab diesem Zeitpunkt erhielt auch die Aktorik neue Impulse: Mit wachsender Verbreitung der Mikroelektronik wurde es notwendig, Aktoren möglichst direkt an den Steuerrechner anschließen zu können. Darüber hinaus weckte die preiswerte Rechnerleistung parallel zur Einführung moderner Verfahren der Reglersynthese oder verbesserter Regleralgorithmen erhöhte Anforderungen an das Übertragungsverhalten der Aktoren; neue Aktorprinzipien und -materialien ge-

VI

wannen an Bedeutung. Im Ergebnis führte diese Entwicklung zur Integration von Elektronik auch in bislang rein mechanisch orientierte Bereiche der Meß-, Steuerund Regeltechnik: Aus dem einfachen Stellglied wurde der mikroelektronikkompatible Aktor und aus dem Stellgerät - allerdings erst ansatzweise realisiert - ein schnittstellengenormtes Aktorsystem, das beispielsweise zur Verbesserung unvollkommener Übertragungseigenschaften mit gehäuseintegrierter Sensorik ausgestattet wird und damit sozusagen ein autarkes Subsystem darstellt. Mit dem vorliegenden Buch haben sich Verlag und Herausgeber die Aufgabe gestellt, den heute erreichten Stand dieser Entwicklung aufzuzeigen. Ziel ist es, die Einsatzpotentiale der zu beschreibenden Aktoren in möglichst umfassender Breite anhand repräsentativer Anwendungsbeispiele, die sowohl alltägliche als auch unorthodoxe Lösungen einschließen, deutlich zu machen. Adressaten sind Meß-, Steuer- und Regeltechniker, insbesondere die potentiellen Anwender von Aktoren und Systemen, aber auch die Entwickler ihrer Komponenten. Diesem Personenkreis soll das Buch zur Aus- und Weiterbildung im Selbststudium und als begleitende Lektüre bei Spezialvorlesungen und Kursen dienen; es ist daher weniger ein Nachschlagewerk für diejenigen, "die schon alles wissen". Letztendlich sollte der Leser in der Lage sein, Aktorsysteme für eigene Anwendungen zu konzipieren und hierbei sowohl selbst erarbeitete Alternativlösungen als auch bestehende andere Lösungsmöglichkeiten bezüglich ihrer Leistungspotentiale kritisch vergleichen zu können. Einer unkomplizierten Realisierbarkeit dieser Ziele stand zunächst die kaum systematisierbare Aktorenvielfalt entgegen. Um die hiermit verknüpften Schwierigkeiten zu überkommen, wurde bewußt pragmatisch vorgegangen, indem der umfangreiche und heterogene Wissensstoff in der gleichen Ordnung dargeboten wird, die sich auf dem seit 1988 in Bremen durchgeführten Wissens-TransferKongreß "Actuator" bewährt hat. Für das Abfassen der dementsprechend aufgeteilten vier Fachkapitel konnten Autoren gewonnen werden, die jeweils anerkannte Experten auf ihren Gebieten sind. An dieser Stelle möchte ich ihnen, meinen Professorenkollegen Backe, Silber und Stölting, für die kurzentschlossene Bereitschaft zur Mitwirkung an diesem Buch sehr herzlich danken. In diesen Dank schließe ich gern ein die zahlreichen Mitarbeiter, die hier nicht namentlich genannt werden können, ohne deren Unterstützung die Herausgabe dieses Buches aber nicht möglich gewesen wäre. Dem Springer-Verlag sei schließlich für die ansprechende äußere Gestaltung gedankt. Mit dem vorliegenden Buch erscheint wohl erstmals im deutschsprachigen Raum ein in sich geschlossenes Spezialwerk über die Aktorik. Im Sinne einer dankbar akzeptierten Unterstützung der zukünftigen Arbeit von Autoren, Verlag und Herausgeber möge sich der Leser schon aus diesem Grund zu konstruktiver Kritik ermuntert fühlen. Saarbrücken, Oktober 1991

H. Janocha

Inhaltsverzeichnis

1 Einführung 1.1 1.2 1.3 1.4 1.5 1.6

Definition des Aktors . . . . . Aktor und Normung . . . . . Aktor als Systemkomponente Mechatronik und Mikrosystemtechnik . Aktor-Schnittstellen....... Aktoren in Echtzeit-Umgebung

2 Elektronische Aktoren 2.1 Einleitung..................... 2.2 Leistungsdioden . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.2.1 Ausführungsformen der Leistungsdioden 2.2.2 Dynamische Eigenschaften der Leistungsdioden 2.2.3 Beispiele für typische Leistungsdioden . . . . . 2.3 Bipolare Leistungstransistoren . . . . . . . . . . . . . . 2.3.1 Grundstruktur und Stromführungsmechanismus 2.3.2 Schaltvorgänge und dynamische Verluste . . . . 2.3.3 Kritische Betriebszustände, sicherer Arbeitsbereich, praktisch ausnutzbare Sperrspannung 2.3.4 Darlington-Transistoren 2.3.5 Kaskoden . . . . . . . . 2.3.6 Typische Beispiele . . . 2.4 Leistungs-Feldeffekt-Transistoren 2.4.1 Hochspannungs- und Leistungs-MOSFETs 2.4.2 Durchlaßverhalten . . . . . . . . . . . . . 2.4.3 Ansteuerung und dynamische Eigenschaften 2.4.4 Thermisches Verhalten und Überlastfestigkeit 2.4.5 Die eingebaute Rückwärtsdiode . . 2.4.6 Typische Beispiele . . . . . . . . . 2.5 Insulated Gate Bipolar Transistor (lGBT) 2.5.1 Grundstruktur . . . . . . . . . . . 2.5.2 Thermisches Verhalten und kritische Betriebsfälle

1 1

2 5 7 8 9 13 13 14 14 17 18 18 18 21 23 25 27 28 28 28 29 30 31 31 32 32 33 34

VIII

2.6

2.7

2.8 2.9

2.10 2.11

2.12

3

2.5.3 Einige Produkt beispiele .. Thyristoren und GTOs . . . . . . . 2.6.1 Konventionelle Thyristoren. 2.6.2 Gate-Turn-Off-Thyristoren. Weitere abschaltbare Leistungsbauelemente . 2.7.1 Static Induction Transistor (SIT) . . 2.7.2 Field Controlled Thyristor (FCT) . . Einsatzschwerpunkte der verschiedenen Bauelemente Integrierte Leistungsmodule und Smart-Power-Module 2.9.1 Technologien und Grundbausteine der monolithischen Hochspannungsintegration . . . . . . . . 2.9.2 Hybride Leistungsintegration Simulation von Leistungsbauelementen Anwendungsbeispiele . . . . . . . . . . 2.11.1 Schematische Einteilung . . . . 2.11.2 Leistungstransistoren als Emitterfolger 2.11.3 Einfache Wechselstromsteller . . . 2.11.4 Gesteuerte Gleichrichter . . . . . 2.11.5 Der Gleichstromsteller (Chopper) 2.11.6 Selbstgeführter Wechselrichter Entwicklungstendenzen . Literaturverzeichnis . . . . . . . . . .

Elektromagnetische Aktoren 3.1 Einleitung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.1.1 Definition des elektromagnetischen Aktors, Normen 3.1.2 Antriebsübersicht . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.1.3 Grundsätzliche Konstruktionsmöglichkeiten .. . 3.2 Selbstgeführte Motoren mit mechanischem Kommutator 3.2.1 Allgemeines . . . . . . . . . . . . . 3.2.2 Gleichstrom-Kommutatormotoren . . . . . . . . . 3.2.3 Wechselstrom-Kommutatormotoren . . . . . . . . 3.3 Selbstgeführte Motoren mit elektronischem Kommutator 3.3.1 Elektronikmotor . . . . . . . . 3.3.2 Servomotoren.... .. . . . . 3.3.3 Geschalteter Reluktanzmotor 3.4 Fremdgeführte Motoren 3.4.1 Asynchronmotoren 3.4.2 Synchronmotoren. 3.4.3 Schrittmotoren . . 3.5 Antriebe mit begrenzter Bewegung 3.5.1 Allgemeines . . . . . . . . .

34 35 35 35 37 38 38 38 40 41 46 46 47 47 49 50 51 53 56 58 58 61 61 61 63 66 69 69 69 78 82 82 87 93 94 94 104 111 116 116

IX

3.6

3.7

3.5.2 Elektromagnet-Prinzip.... 3.5.3 Tauchspul-Prinzip....... Steuerungs- und Regelungskonzepte . 3.6.1 Allgemeines........ 3.6.2 Netzgeführte Stromrichter 3.6.3 Gleichstromsteller . . . . . 3.6.4 Wechselstromsteller . . . . 3.6.5 Stromrichter für Drehfeldmaschinen . Antriebsbeispiele . . Literaturverzeichnis . . . . . . . . . . . . . .

4 Fluidtechnische Aktoren 4.1 Einleitung............. 4.2 Fluidtechnische Antriebssysteme . 4.2.1 Stetige Ventile. . . . . . 4.2.2 Unstetige Ventile . . . . 4.2.3 Fluidtechnische Motoren 4.2.4 Sensoren......... 4.2.5 Regelungskonzepte . . . 4.2.6 Der fluidtechnische Antrieb als Subsystem 4.2.7 Vergleich zwischen fluidtechnischen und elektromagnetischen Aktoren. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.3 Anwendungsbeispiele . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .. 4.3.1 Automatische Blockierverhinderungssysteme . . . . . . . . .. 4.3.2 Servopneumatische Linearantriebe für Handhabungsaufgaben . 4.3.3 Pneumatische Greifer . . . . . . . . . . . 4.3.4 Bewegungssimulatoren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .. 4.3.5 Numerisch gesteuerte Werkzeugmaschine . . . . . . . . . . .. 4.3.6 Einsatzgebiete und Einsatzbedingungen der Theaterhydraulik Literaturverzeichnis . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ..

5

Unkonventionelle Aktoren 5.1 Einleitung . . . . . . . . 5.2 Thermobimetalle .... 5.2.1 Physikalischer Effekt 5.2.2 Technische Realisierung 5.2.3 Anwend ungs beispiel 5.3 Memory-Legierungen . . . . . . 5.3.1 Physikalischer Effekt .. 5.3.2 Technische Realisierung 5.3.3 Anwendungsbeispiele ..

117 122 123 123 123 124 124 125 125 134 137 137 139 139 159 163 175 180 198 199 201 201 204 206 207 209 212 215

217 217 218 218 219 222 223 223 224 229

X

5.3.4

5.4

5.5

5.6

5.7

5.8

5.9

Entwicklungstendenzen . Dehnstoff-Elemente . . . . . . . 5.4.1 Physikalischer Effekt · . 5.4.2 Technische Realisierung 5.4.3 Anwendungsbeispiele .. Elektrochemischer Aktor . . . . 5.5.1 Elektrochemische Reaktionen 5.5.2 Technische Ausführung. 5.5.3 Anwendungsbeispiele . . . 5.5.4 Entwicklungstendenzen . . Elektrorheologische Flüssigkeiten 5.6.1 Physikalischer Effekt · . 5.6.2 Technische Realisierung 5.6.3 Anwendungsbeispiele .. 5.6.4 Entwicklungstendenzen . Piezoelektrische Aktoren . . . . 5.7.1 Physikalischer Effekt · . 5.7.2 Technische Realisierung 5.7.3 Anwendungsbeispiele .. 5.7.4 Entwicklungstendenzen . Magnetostriktive Aktoren ... 5.8.1 Physikalischer Effekt · . 5.8.2 Technische Realisierung 5.8.3 Anwendungsbeispiele . . 5.8.4 Entwicklungstendenzen . Mikroaktoren .......... 5.9.1 Prinzip . . . . . . . . . . 5.9.2 Technische Realisierung 5.9.3 Anwendungsbeispiele . . 5.9.4 Entwicklungstendenzen . Literaturverzeichnis . ......

Sachverzeichnis

232 232 232 233 234 236 236 238 241 242 242 242 244 250 257 257 257 259 275 278 278 278 279 289 292 293 293 294 295 299 300 303

Autorenliste

Kapitell und 5:

Prof. Dr.-Ing. habil. Hartmut Janocha Lehrstuhl für Prozeßautomatisierung Universität des Saarlandes 6600 Saarbrücken 11

Kapitel 2:

Prof. Dr. phil. nato Dieter Silber Institut für Mikroelektronik und Bauelemente der Elektrotechnik Universität Bremen 2800 Bremen 33

Kapitel 3:

Prof. Dr.-Ing. Hans-Dieter Stölting Institut für Elektrische Maschinen und Antriebe Universität Hannover 3000 Hannover 1

Kapitel 4:

Prof. Dr.-Ing. Wolfgang Backe Institut für hydraulische und pneumatische Antriebe und Steuerungen Rheinisch-Westfälische Technische Hochschule 5100 Aachen

1 Einführung H. Janocha

1.1

Definition des Aktors

Aus globaler Sicht sind Aktoren (engl. actuator) die Verbindungsglieder zwischen dem informationsverarbeitenden Teil von elektrischen Steuerungen und einem technischen oder nichttechnischen, z. B. biologischen, Prozeß. Mit Hilfe von Aktoren lassen sich Energieflüsse oder Massen-/Volumenströme zielgerichtet einstellen. Ihre Ausgangsgröße ist eine Energie oder Leistung, die sehr häufig als mechanisches Arbeitsvermögen "Kraft mal Weg" zur Verfügung stehtl. Der Aktoreingang wird stets elektrisch angesteuert, im Idealfall leistungslos, auf jeden Fall aber leistungsarm mit Strömen oder Spannungen, die möglichst mikroelektronikkompatibel sind (z. B. TTL-Pegel). Es sei betont, daß insbesondere die letztgenannte Eigenschaft Aktoren von "normalen" Stellgliedern unterscheidet und ihnen, sofern genormte elektrische Schnittstellen zur Anwendung kommen, Systemfähigkeit verleiht. Die funktionale Struktur von Aktoren kann durch Einführen der elementaren Funktionsglieder "Energiewandler" und "Energiesteller" beschrieben werden, s. Bild 1.1. Bei einem Energiewandler ist die Eingangsgröße und die Ausgangsgröße jeweils eine Energie; entweder gleicher Art wie bei Stromwandlern oder Drehmomentwandlern oder verschiedenartig wie bei elektromagnetischen oder piezoelektrischen Wandlern 2 , s. Bild 1. La. Bei einem Energiesteller wird die Ausgangsgröße zwar auch von einer Energie getragen; diese entstammt aber einer Hilfsenergiequelle und wird durch die Eingangsgröße gesteuert wie bei Transistoren oder Ventilen, s. Bild 1.1.b.

1 Übertragungsglieder mit nichtmechanischer Ausgangsenergie/-leistung, z. B. Leistungshalbleiter, können widerspruchsfrei ebenfalls zu den Aktoren gezählt werden. 2Genaugenommen werden Systeme, deren Eingangs- und Ausgangsenergie von gleicher Art sind, als Wandler bezeichnet; sind die Energien von unterschiedlicher Art, heißen sie Umformer. Dem heutigen Sprachgebrauch folgend werden in diesem Buch alle Energieübertrager pauschal Wandler genannt.

2

D

Hilfs energie

Energie

Wandler

Steuer signal

Energie

Energie

Strom-/Spannungs- Wandler ( Transformator)

L

Steiler

Elektronischer Steiler . Transistorstufe

Drehmomentwandler (Getriebe)

F

Elektromagnetischer Wandler

Fluidtechnischer Steiler. Ventil

Piezoelek tri scher Wandler

a

b

Bild 1.1.a,b: Elementare Funktionsglieder des Aktors. a Energiewandler. b EnergiesteIler.

Weil die Aufgabe von Aktoren darin besteht, Materieströme bzw. Energieflüsse zu steuern, muß jeder Aktor wenigstens einen EnergiesteIler enthalten. Im allgemeinen setzen sich Aktoren daher aus einer Reihenschaltung von Energiestellern und Energiewandlern zusammen. Beispielsweise verfügt der besonders wichtige Aktortyp mit mechanischem Leistungsausgang definitions bedingt über mindestens einen EnergiesteIler und einen Energiewandler. Dies wird im folgenden Abschnitt noch deutlicher.

1.2

Aktor und Normung

Die hier vorgestellte Aktor-Definition ist derzeit weder in Normen noch in Richtlinien festgelegt, gleichwohl wird sie in der Fachwelt akzeptiert und verwendet. In diesem Zusammenhang ist es nützlich, auf die Verwandtschaft mit den in DIN

3

19226 "Regelungs- und Steuerungstechnik" festgelegten Begriffen hinzuweisen. Bild 1.2 beschreibt das Regelungssystem nach DIN: Im SteIler wird aus dem Reglerausgangssignal das Stellsignal zur Ansteuerung des Stellglieds gebildet, das seinerseits in einen Materiestrom und/oder Energiefluß eingreift. Sofern das Stellglied mechanisch betätigt wird, enthält es noch einen Stellantrieb und heißt dann Stellgerät. Regeleinrichtung

I---+----l.

Regels trecke

Bild 1.2. Regeleinrichtung und Stelleinrichtung nach DIN 19226

Hieraus folgt, daß sowohl die Stelleinrichtung als auch SteIler, Stellglied, Stellantrieb und Stellgerät als Aktoren bezeichnet werden können, sofern sie mit mikroelektronik-kompatiblen Strömen oder Spannungen angesteuert werden . Am Beispiel eines stromrichtergespeisten Antriebs wird das in Bild 1.3 erläutert, wobei die in DIN 19226 genormten Definitionen verwendet sind. Bereits der sogenannte Steuersatz - bestehend aus einer Transistorstufe als Energiesteller und einem Zündübertrager als Energiewandler - kann einen Aktor darstellen . Der Block "Stellglied" besteht ebenfalls aus einem Energiesteller (Thyristorsatz ) und einem Energiewandler (Elektromotor) und bildet damit einen zweiten Aktor. Die Reihenschaltung beider Aktoren, also die eingezeichnete Stelleinrichtung, bezeichnet dann natürlich wiederum einen Aktor.

Stelleinrichtung Ste iler

Stellglied

Bild 1.3. Stromrichtergespeister Antrieb mit Aktoren

4

Für eine weitere Eingrenzung des Aktor-Begriffs ist auch DIN 19237 "Steuerungstechnik" hilfreich. Hiernach können elektrische Steuerungen in die Funktionsblöcke Signaleingabe-, Signalverarbeitung und Signalausgabe unterteilt werden, s. Bild 1.4. Ein Rückblick auf die Entwicklungsgeschichte der elektrischen Steuerungen zeigt, daß mit den wachsenden Anforderungen der Automatisierungstechnik sehr schnell auch die Verknüpfungstiefe der Signale in der sog. Verarbeitungsebene zunahm. Hierdurch bedingt gewannen die elektronischen gegenüber den elektromechanischen Steuerungen rasch an Bedeutung. Spektakulärer Ausdruck dieser Entwicklung war in den sechziger Jahren das Aufkommen der numerischen Rechnersteuerung (engl. computerized numerical control, CNC) und wenig später der speicherprogrammierbaren Steuerung (SPSj engl. programmable control, PC).

1 ｾ＠

I Signalbildung

Signaleingabe Versorgung

Signal verarbeitung

Steuerungseinrichtung

Signalausgabe

1

Stelleingriff I

Prozeß ( Steuerstrecke )

Signalisierung

Bedienung Darstellung

,

Meldung

Signalbildung

r

Bild 1.4. Aufbau von elektrischen Steuerungen nach DIN 19237

Einhergehend mit den Fortschritten der Mikroelektronik entwickelte sich die Verarbeitungsebene nun immer mehr zu einem eigenständigen, austauschbaren Logikteil mit festgelegten Schnittstellen zur Eingabeebene und zur Ausgabeebene. Dieser Trend spiegelt sich in den heutigen Roboter- oder Maschinensteuerungen wider, die am Ausgang des Logikteils wahlweise eine Gleichspannung -10 V ... 0 ... + 10 V oder ein pulsweitenmoduliertes Signal zum Ansteuern des - u.U. herstellerfremden - Leistungsteils anbieten. Es ist nun interessant, daß die - mikroelektronik-kompatible - Schnittstelle zwischen dem informationsverarbeitenden und dem Leistungsteil herkömmlicher elektrischer Steuerungen widerspruchsfrei zur Definition in Abschnitt 1.1 als Eingang eines Aktors aufgefaßt werden kann. Dieser Aspekt wird in Abschnitt 1.5 aufgegriffen und weiter verfolgt.

5

1.3

Aktor als Systemkomponente

Viele Steuerungsaufgaben in der natürlichen und künstlichen Umwelt lassen sich durch eine offene Wirkungskette gemäß Bild 1.5 beschreiben: Im Mittelpunkt stehen Abläufe und Vorgänge (Prozesse), in denen Energieflüsse und/oder Materieströme auf bestimmte Ziele hin verändert werden. Zu diesem Zweck greifen Aktoren in den Prozeßablauf ein. Ihre mikroelektronik-kompatiblen Eingangssignale werden im informationsverarbeitenden Teil von elektrischen Steuerungen erzeugt, die häufig dezentral verteilt sind, also den verschiedenen Prozessen räumlich und funktionell individuell zugeordnet werden. Die Steuerungen sind heute vorwiegend programmgesteuert und können auf der Basis von Personalcomputern realisiert werden. Eingriffe in den Prozeß durch eine Bedienperson erfolgen dann über eine sog. Mensch-Maschine-Schnittstelle (engl. man machine interface, MMI), die im einfachsten Fall als alphanumerische Tastatur und Monitor vorliegt.

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Energie ｾ＠ Materie "-----V ( Information)

Prozeß z. B. Bearbeitung mechanische chemische Reaktion biologischer Stoffwechsel

TI Hilfsenergie

ｾ＠

ｾＭｲＧ＠

Aktor

ｾ＠

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D o

tff

Bild 1.5. Steuerung von Prozessen in offenem Wirkungsablauf (eng!. open loop control)

Bei automatisierten Prozessen erfolgt die Steuerung häufig in geschlossener Wirkungskette, s. Bild 1.6. Eine Schlüsselfunktion ist die Messung charakteristischer Prozeßgrößen, die nach geeigneter Signalvorverarbeitung dem Steuerungsrechner zugeführt werden. Dieser vergleicht die gemessenen Istwerte mit vorgegebenen Sollwerten, und gemäß einer im Rechner abgelegten Regelstrategie werden aus den Abweichungen mit Hilfe von Rechenalgorithmen Stellsignale für den Aktor bzw. für die zugehörige Leistungselektronik ermittelt. Sofern eine rechnerverwertbare Kenntnis des Prozesses vorliegt, beispielsweise in Form eines mathematischen Modells, werden dessen prozeßspezifische Parameter im Zuge eines Identifikationszyklus im Rechner bestimmt. Diese Parameter bilden die Grundlage

6

einer im Rechner ablaufenden Reglersynthese. In einer höheren Automatisierungsstufe paßt sich der Regler prozeßbedingten Parameteränderungen - z. B. aufgrund von Verschleiß - selbsttätig an: adaptive Regelung (engl. adaptive control, AC). Der symmetrische Systemaufbau in Bild 1.6 belegt auch phänomenologisch die duale Rolle der Sensorik und der Aktorik im Rahmen der Prozeßautomatisierung. Interessant ist, daß bereits der Aktorzweig allein in Aufbau und Funktion alle Eigenschaften eines vollständigen Subsystems mit eigener Sensorik und Signalverarbeitung aufweisen kann. Ein konkretes Beispiel hierfür sind piezoelektrische Aktoren, deren Auslenkungen von direkt auf dem Piezokristall applizierten Dehnungsmeßstreifen erfaßt werden, um - ganz analog zu den Methoden der Fehlerkompensation bei Basissensoren3 - temporäre oder prinzipbedingte Unvollkommenheiten, wie Temperatureinflüsse, Nichtlinearitäten oder Hystereseeffekte der Ausgang-Eingang-Charakteristik, eliminieren zu können. Die Beschreibung und Untersuchung von Systemen aller Art ist Aufgabe der Systemtheorie oder - sofern es sich um technische Systeme handelt - der Systemtechnik. Nach den bisherigen Ausführungen ist es naheliegend, die Rolle der Aktorik im Zusammenhang mit zwei aktuellen Spielarten der Systemtechnik zu beleuchten, nämlich der Mechatronik und der Mikrosystemtechnik.

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(Information)

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Bild 1.6. Steuerung von Prozessen in geschlossenem Wirkungsablauf (eng!. closed loop control) 3Basissensoren erfassen - im Unterschied zu den Sensoren für die interne Fehlerkompensation - die interessierenden Prozeßgrößen.

7

1.4

Mechatronik und Mikrosysterntechnik

Der Begriff Mechatronik (engl. mechatronics) ist eine Synthese aus den Wörtern Mechanik und (Mikro-) Elektronik. Er wurde in den siebziger Jahren vom japanischen Ministerium für Handel und Industrie (Ministry of International Trade and Industry, MITI) geprägt und zunächst lediglich als "Anwendung der Mikroelektronik im Maschinenbau" verstanden. Eine spezifiziertere Ausdeutung liefert heute das "Industrial Research and Development Advisory Committee" (IRDAC) der Europäischen Gemeinschaft. Danach ist Mechatronik die "synergistische Verknüpfung von Feinmechanik, elektrischer Steuerungstechnik und Systemtechnik zum Zwecke der Produktentwicklung und -herstellung. Die Mechatronik ist interdisziplinär, d. h. einerseits verbindet sie die genannten Bereiche, andererseits umfaßt sie zusätzliche Komponenten, die ursprünglich zu keinem dieser Bereiche gehörten". Die grundsätzliche Struktur von Systemen der Mechatronik ist die gleiche wie in Bild 1.6. Ihre Realisierungen sind äußerst vielfältig, und Beispiele reichen von Industrierobotern und CNC-Werkzeugmaschinen über Antiblockierund Antischlupfsysteme in Kraftfahrzeugen bis zu CD-Spielern und Fotoapparaten. Als Energiewandler und -steIler werden in diesen Anwendungsbereichen alle möglichen Arten von Ventilen und fluidtechnischen Motoren (Kapitel 3), von Hubmagneten und Elektromotoren (Kapitel 4) sowie Piezomotoren oder Aktoren mit Memory-Legierungen (Kapitel 5) eingesetzt. Das Wort Mikrosystemtechnik4 entstand in den achtziger Jahren in der Bundesrepublik Deutschland aus den beiden Begriffen Mikrotechnik und Systemtechnik. Die Einbindung von "Systemtechnik" macht zunächst deutlich, daß Mikrosysteme in Aufbau und Funktion ebenfalls durch Bild 1.6 beschrieben werden. Der Begriff Mikrotechnik weist darüber hinaus auf den teilweisen oder ausschließlichen Einsatz von Mikromechanik, Mikrooptik und Mikroelektronik hin. Während aber die Bedeutung der Mikrotechniken für die Sensorik sofort einsichtig ist (Mikrosensoren ), scheinen sie für die Aktorik lediglich begrenzte Relevanz zu haben, weil bei den am meisten verbreiteten Aktoren, nämlich denjenigen mit mechanischem Leistungsausgang, größere Wege und/oder Kräfte mit Hilfe von mikromechanischen Strukturen kaum realisierbar sein dürften (vgl. Abschnitt 5.9 Mikroaktoren). Nichtsdestoweniger erhält die Mikrosystemtechnik für die Aktorik eine wachsende Bedeutung bereits dadurch, daß man versucht, die erwähnten Unvollkommenheiten des Aktors auf elektronischem Wege zu eliminieren. Für ein solches Subsystem besteht der Wunsch, Sensoren und Halbleiterschaltungen unter Anwendung von Mikrotechniken zu miniaturisieren und im Wandlergehäuse unterzubringen; das Ergebnis wird als "smarter Aktor" bezeichnet.

4 "Mikrosystemtechnik" und der international verwendete Begriff microelectromechanical systems (MEMS) sind sinnverwandt.

8

Mechatronik und Mikrosystemtechnik können daher als spezielle Erscheinungsformen der Systemtechnik verstanden werden. Während man aber mit dem Gebrauch des erstgenannten Begriffs das Anwendungsfeld des Systems betonen möchte, werden mit dem zweiten die bei der Realisierung des Aktors eingesetzten Technologien in den Vordergrund gestellt.

1.5

Aktor-Schnittstellen

Die Behandlung des Aktors als Systemkomponente führt folgerichtig auf die Frage nach der Art seiner Schnittstellen. Seine ausgangs- bzw. prozeßseitige Schnittstelle kann so verschiedenartig sein wie der Einsatzbereich von Aktoren überhaupt und wird wesentlich vom letztlich zu realisierenden Einsatzfall entschieden. Insbesondere unterliegt sie - sieht man von Festlegungen beispielsweise in Form von herstellerspezifischen Bau- oder Typenreihen ab - keinen nationalen oder international gültigen Normen bzw. Richtlinien. Eine große Zahl von Hinweisen auf exemplarische Realisierungen findet sich aber in den weiteren Kapiteln dieses Buches. Die eingangsseitige, bereits mit mikroelektronik-kompatibel charakterisierte Schnittstelle des Aktors läßt sich hingegen wesentlich einfacher konkretisieren. Hier ergeben sich Festlegungen aus der Forderung, den Aktor "unbesehen" an den Steuerungsrechner anschließen zu können, ohne daß in ihm auch eine digitale Signalverarbeitung erfolgen muß. Die anonyme Austauschbarkeit setzt allerdings voraus, daß - ganz analog zu einem aktuellen Trend in der Sensorik - individuelle oder prinzipbedingte Unzulänglichkeiten des statischen und dynamischen AktorÜbertragungsverhaltens gehäuseintern korrigiert werden, damit der Anwender unter allen Umständen von einer garantierten Ausgang-Eingang-Charakteristik ausgehen kann. Bei Verwendung von Personalcomputern als Basis für den Steuerungsrechner, insbesondere des De-facto-Industriestandards IBM PCj AT bzw. Kompatiblen, sichert man sich ein großes Angebot von kommerziellen analogen und digitalen Eingabe-j Ausgabekarten (engl. inputjoutputboard, IjO-Board). Im digitalen Bereich stehen genormte serielle - z. B. die Schnittstelle V.24jV.28 - und parallele - z. B. die sog. Centronics-Schnittstelle oder die Schnittstelle DIN IEC 625 zur Verfügung. Die Übertragung digitaler Aktor- und Sensorsignale kann über Feldbussysteme erfolgen, wie beispielsweise den Meßbus nach DIN 66348 oder den Profibus (process field bus) nach DIN 19245. Zu berücksichtigen ist, daß die meisten digitalen Schnittstellen derzeit noch gar nicht oder nur begrenzt echtzeitfähig sind, was für prozeßintegrierte oder prozeßnahe Anwendungen natürlich besondere Lösungen erforderlich macht. In

9

diesen Fällen kann man sich mit analogen Schnittstellen helfen, also auf die Übertragung der analogen Aktor- und Sensorsignale ausweichen. Hier existieren beispielsweise schnelle Eingabe-/ Ausgabekarten sowohl mit Stromausgang 0... 20 mA oder 4... 20 mA als auch mit uni- oder bipolarem Spannungsausgang (DIN IEC 381 "Analoge Signale für Regel- und Steueranlage"), mit denen sich alle üblichen Aufgaben der MSR5-Technik lösen lassen.

1.6

Aktoren in Echtzeit-Umgebung

Die Einbindung der Aktorik in Echtzeitkonzepte - z. B. in die sog. Feld- oder Prozeßebene im Rahmen einer rechnerintegrierten Fertigung (engl. computer integrated manufacturing, CIM) - macht es notwendig, daß die einzusetzenden Rechner die erforderlichen Anwenderprogramme rechtzeitig und (quasi) gleichzeitig abarbeiten können. Normale Personalcomputer mit den üblichen Betriebssystemen wie PC/MS-DOS sind - im Gegensatz zu Prozeßrechnern, die "von Haus aus" über die notwendigen Eigenschaften Timesharing, Multitasking und Interrupt-Fähigkeit verfügen - hierzu bekanntlich nicht in der Lage. Es gibt jedoch eine Reihe von Möglichkeiten, auch PCs mit Hilfe kommerziell verfügbarer Hardware- und Software-Komponenten zu Mikro-Prozeßrechnern aufzurüsten. Bild 1.7 zeigt zwei Beispiele. In beiden Fällen basiert das Konzept auf der gleichen Aufgabenteilung: Die generelle Bedienung des Rechners und die Software-Entwicklung sowie das Visualisieren und Protokollieren von Schritten und Ergebnissen erfolgt mit Hilfe des PC/ ATs, wodurch die gesamte handelsübliche mit MS-DOS lauffähige Software zum Einsatz kommen kann. Der PC arbeitet als Master und übernimmt die Rolle des MMI (vgl. Bild 1.6) sowohl in Richtung Maschine - Mensch als auch umgekehrt. Die Echtzeit-Datenerfassung und -verarbeitung geschieht im Realisierungsbeispiel Bild 1.7.a durch einen Einplatinenrechner als Slave unter dem EchtzeitBetriebssystem RMOS 2. Das Central Service Module übernimmt hierbei die Steuerung und Überwachung des Multibus II. Alle Busteilnehmer sind über sog. Message Passing Coprozessoren (MPCs) mit dem Multibus II verbunden. Die Bustransfers werden von den MPCs selbständig durchgeführt. Da ein Teil der Busbandbreite auf die Busverwaltung und Fehlerüberwachung entfällt, ergibt sich eine effektive Transferrate von rund 32 MByte/s. Der Vorteil einer solchen Bus-Lösung ist, daß sie offen und vielfältig erweiterbar ist. Bild 1. 7.a deutet an, daß beispielsweise MSR-Strukturen, die auf dem verbreiteten SMP5 Akronym

aus Messen, Steuern, Regeln

10 ｾＭ＠

I


600 V) ist daher der Einsatz von Darlington-Transistoren vorteilhaft. Darlington-Transistoren enthalten eine integrierte Ansteuerverstärkung. Die Kombination zweier oder dreier Transistoren in der dargestellten Art verringert den Ansteuerbedarf und sie verhindert auch die Übersättigung der eigentlichen Leistungsstufe, da der Basis-Kollektor-Übergang nicht in Durchlaßpolung kommen kann (Bild 2.11).

26 E

80-_____----1

'---_---oe Bild 2.11. Darlington-Transistor mit Speed-Up-Diode Ds

Aus der stromabhängigen Stromverstärkung ergibt sich aber, daß hochsperrende Darlington-Transistoren eine besonders große Abhängigkeit des Basisstrombedarfs vom Laststrom und der Sperrfähigkeit UCB(max) haben: . lBI

-

. 4 TT 6 lL . UCB (max) •

(2.5)

Also sinkt die Stromverstärkung eines Leistungstransistors linear mit dem Laststrom, diejenige eines Darlington-Transistors mit der dritten Potenz. In Bild 2.12 ist dieses Verhalten für Darlingtons und Doppel-Darlingtons dargestellt. Die Darstellung gilt für einen l000-V-Transistor; gestrichelt ist der Verlauf bei einem llOO-V-Transistor gleicher Fläche angegeben.

100

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\\ \\ \\ ｾ＠ \\\ \\

'\r\.

V(a)

(b)/' ,

m

TI \ \

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\

I

10

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Ｇｾ｜＠

t---

'\,

10

ｾ＠

100

Bild 2.12. Stromverstärkung von Transistor und Darlington in Abhängigkeit vom Kollektorstrom

27

Eine weitere Einschränkung der Vorteile des Darlington-Prinzips ergibt sich aus der Notwendigkeit, beim Abschalten die Basisströme umzupolen. Dies wird durch SpeedUp-Dioden (DS) ermöglicht. Der negative Basisstrom muß also unverstärkt in voller Höhe aufgebracht werden. Leistungstransistormodule für Netzspannungen werden durchweg als Darlingtons mit mehreren Stufen ausgeführt. Es ist möglich, die für 380-V-Anwendungen notwendige Bauelemente-Sperrfähigkeit von 1000V bis 1200 V zu erreichen. Der ungünstige Stromverstärkungsverlauf läßt aber eine Ausdehnung zu wesentlich höheren Spannungen nicht zu. Daher wird für höhere Spannungen der GTO-Thyristor eingesetzt, zukünftig allerdings insbesondere der IGBT.

2.3.5

Kaskoden

Die Darlington-Schaltung ermöglicht keine Verstärkung des negativen Basissperrstroms. Daher wird für bipolare Leistungsschaltelemente eine Bauelementekombination als aussichtsreich beurteilt, bei der der Ausschaltvorgang durch Steuerung des Transistor-Emitterstroms erfolgt. Bild 2.13 zeigt die prinzipielle Funktionsweise. Der emitterseitig vorgeschaltete Leistungs-MOS-Transistor kann niedersperrend ausgelegt sein « 100 V); auf diese Weise beeinträchtigt er kaum die Durchlaßspannung der Anordnung. c

s Bild 2.13. Kaskode aus Darlington und niedersperrendem Leistungs-MOSFET. T5 bildet eine zusätzliche MOSFET -Darlington-Stufe

In diesem Beispiel ist zusätzlich auch eine Feldeffekt-Darlington-Stufe zur Ansteuerung des Transistors vorgesehen. Eine solche Kombination ergibt ein hybrides, feldeffektgesteuertes Kombinationsbauelement.

28 Zum Einschalten werden beide MOS-Transistoren durchgeschaltet, die Anordnung arbeitet wie die beschriebene Darlingtonkombination. Wenn andererseits beide MOS-Transistoren gesperrt sind, wird der Laststrom als negativer Steuerstrom über die Avalanche-Diode Dz geführt. Da der Transistor in der Kaskode schnell abschaltet, sollte er vor dem Abschalten bereits weitgehend entsättigt sein; dies wird durch die MOS-Darlingtonstufe gewährleistet.

2 .3.6

Typische Beispiele

Ein Leistungs-Darlington-Transistor mit 600 V ausnutzbarer Sperrfähigkeit (bei 2 V Sperrpolung des Basis-Emitter-Überganges) und einem zulässigen kontinuierlichen Kollektorstrom von 50 A erreicht bei 125 oe Sperrschichttemperatur und 1 A negativem Basisstrom eine Ausschaltzeit von ca. 8 jls; diese Zeit kann bei 6 A Ausschaltsteuerstrom auf unter 3 jls reduziert werden. Der überwiegende Anteil entfällt dabei auf die Speicherzeit, in welcher der Transistor entsättigt wird, aber noch keine Sperrspannung aufnimmt. Die Emitter-Kollektor-Sättigungsspannung liegt bei etwa 2,5 V. Bei Transistoren mit 1000V Sperrfähigkeit steigen die Speicherzeiten sehr stark an (weit über 10 jls). Die gesamte Speicherladung nimmt ungefähr quadratisch mit der Sperrfähigkeit zu. Ein fein strukturierter Transistor von 600 V Sperrfähigkeit erreicht unter ähnlichen Bedingungen Speicherzeiten unter 1jls und Fallzeiten von einigen 10 ns. Die Beherrschung derart schneller Schaltvorgänge erfordert bereits wieder besonderen Aufwand [2.9].

2 .4

Leistungs-FeldefTekt-Transistoren

2.4.1

Hochspannungs- und Leistungs-MOSFETs

Das Grundprinzip des MOS-Leistungstransistors wird als bekannt vorausgesetzt. Grundsätzlich wird ein n-Kanal an der Oberfläche einer p-dotierten Halbleiterschicht erzeugt und in seiner Leitfähigkeit kapazitiv beeinflußt. Dabei kann der Kanal entweder durch positive Aufladung der Gate-Elektrode über eine technologisch einstellbare Schwellspannung UGS(Th) erzeugt werden (Inversionskanal), oder er ist bereits vorhanden und kann durch negative Gatespannung unterdrückt werden (selbstsperrend bzw. selbstleitend). In entsprechender Weise ist eine komplementäre Auslegung mit p-Kanal möglich. Wegen der geringeren Beweglichkeit der Löcher sind aber statisches und dynamisches Verhalten dann wesentlich verschlechtert. Bild 2.14 zeigt den Übergang von der grundSätzlichen MOSFET-Struktur zum Hochspannungs-MOSFET (LDMOS =Lateral Double Diffused MOS). Die Hochspannungs-

29 Souree

Gote

Droin

Sou re"

Droin

Gote

Gote

Soure"

p Kanol p

Konol

n

. . ....8 . . . ......8 . ... .

I

MOS

D - MOS

(0)

(b)

8 ｾ＠

,

Drain Eleklronenslrom

v - D - MOS

Bild 2.14. MOS-Feldeffekttransistoren in schematischer Darstellung

(c)

festigkeit entsteht durch eine schwach dotierte n-Schicht, in die der n-Kanal mündet. Bei Sperrbelastung dehnt sich die Raumladungszone fast ausschließlich in diese Schicht aus, so daß die Ausdehnung der p-Schicht und damit der Kanallänge nicht verändert werden müssen. Nachteilig ist aber jetzt der durch die n-Schicht zusätzlich erzeugte Serienwiderstand, der in einer solchen Ausführung keine hohen Lastströme zuläßt. Eine wesentliche Rolle spielen solche Bauelemente trotzdem in der Hochspannungsintegration. Sie werden für Treiberstufen oder als Leistungsschaltelemente für kleine Ströme und hohe Spannungen eingesetzt, beispielsweise für die Ansteuerung von Piezo-Elementen. Hohe Ströme sind aber erreichbar, wenn das Bauelement als vertikaler Transistor auslegegt wird (VDMOS-Struktur). Diese Anordnung wird inzwischen von allen Herstellern mit nur geringfügigen Unterschieden in der Auslegung gewählt. Die Bauelemente enthalten eine große Zahl inseiförmig ausgebildeter Source-Bereiche; auf diese Weise ist eine große wirksame Kanalweite erzielbar. Der Gesamtwiderstand aller parallel geschalteten Kanäle ist so niedrig, daß er - außer bei sehr niedersperrenden Transistoren - für das Durchlaßverhalten vernachlässigbar ist (einige mQ) [2.11] .

2.4.2

Durchlaßverhalten

Von Bedeutung für das Durchlaßverhalten ist der Widerstand der n-Schicht. Er bestimmt bei Bauelementen mit Sperrfähigkeit über 150V im wesentlichen den Durchlaßwiderstand Ron .

30

Wie im Falle der Leistungsdioden wächst dieser Widerstand mit der Spenfähigkeit des Bauelementes mehr als quadratisch:

Ron

-

UOSmax 2,5

(2.6)

•

Dies hat erhebliche Folgen für die zulässigen Durchlaßströme und damit für die Eignung des Bauelementes als Leistungsschalter: Die Durchlaßspannung eines 800-V-Transistors ist etwa dreißigmal höher als die eines 200-V-Transistors gleicher Fläche. In der Praxis bedeutet dies, daß bei Sperrfähigkeiten ｾ＠ 100 V der VDMOS-Transistor in der Durchlaßspannung allen konkurrierenden Bauelementen gleichwertig oder überlegen ist, daß er bei Spenfähigkeiten ｾ＠ 800 V jedoch nur noch als Leistungsschalter eingesetzt wird, wenn extrem hohe dynamische Belastungen auftreten.

2.4.3

Ansteuerung und dynamische Eigenschaften

Der Hersteller des Transistors kann technologisch die Höhe der Schwellspannung UGS(Th) weitgehend beeinflussen. Für die meisten Anwendungen werden selbstsperrende Transistoren (UGS(Th) > 0) eingesetzt. Besonders niedrige UGS(Th)-Werte sind bei niedrigsperrenden Transistoren erwünscht. Da aber für ein schnelles Abschalten die Gate-Eletrode rasch entladen werden muß, ist bei einer sehr niedrigen UGS(Th)-Einstellung eventuell zusätzlich eine negative Ansteuerspannung erforderlich. Wesentlich für die Auslegung des Gate-Kreises bei hohen dynamischen Anforderungen sind die verschiedenen Gate-Kapazitäten und die technologisch bedingten Gate-Ableitwiderstände. Bild 2.15 zeigt die Kapazitäten im Ersatzschaltbild. Sie sind zum Teil span-

o

Poly- Siliziu m

p

G

ｇｾｕｃ

qJ

o

I I _ -I

R

OS

n

Ｚ ｾｔ＠

I I I I

S

S

Bild 2.15. Ersatzschaltbild des Leistungs-MOS-Transistors. Ro entspricht dem Einschaltwiderstand Ron. eGO ist die für das Schaltverhalten wesentliche "Miller-Kapazität"

31

nungsabhängig, insbesondere die Gate-Drain-Kapazität. Ihr Zustandekommen und ihr besonderes Verhalten sind aus dem Strukturbild erkennbar. Bei hohen Source-DrainSpannungen ist sie mit der Raumladungszonenkapazität identisch und relativ gering, bei durchgeschaltetem Transistor und niedriger Spannung UDS ist sie durch die GateOxid schicht gegeben und dementsprechend sehr hoch. Diese Miller-Kapazität und der technologisch bedingte Gate-Ableitwiderstand begrenzen in der Praxis die maximale Schaltgeschwindigkeit [2.12]. Im Gegensatz zu den anderen Leistungsschaltelementen spielen Ladungsspeichereffekte für das dynamische Verhalten keine Rolle. Leistungs-Feldeffekt-Transistoren sind daher die schnellsten abschaltbaren Leistungsschaltelemente.

2.4.4

Thermisches Verhalten und Überlastfestigkeit

Der Durchlaßwiderstand von VDMOS-Transistoren hat einen stark positiven Temperaturkoeffizienten. Näherungsweise gilt

Ron(T)

= Ron(300K)

.

ＨＳｾｋ＠

r

(2.7)

Nachteilig ist, daß sich bei hohen Betriebstemperaturen die Durchlaßspannung stark erhöht, von Vorteil ist die hohe Stabilität der Parallelschaltungen, die durch dieses Kaltleiterverhalten entsteht. Die eigentliche Halbleiterstruktur würde sehr hohe Betriebstemperaturen zulassen (> 200 0c), die tatsächlich zulässige maximale Temperatur ist technologisch bedingt. Von besonderem Vorteil ist das sehr robuste Überlastverhalten der Transistoren. Gemäß seiner Ausgangskennlinie nimmt der Transistor bei Überstrom hohe Sperrspannung auf, er kann aus diesem Zustand rasch und ohne Komplikationen abgeschaltet werden. Dieses Verhalten erleichtert insbesondere die Konzeption von selbstschützenden intelligenten Leistungsschaltelementen.

2.4.5

Die eingebaute Rückwärtsdiode

Der Leistungs-MOS-Transistor kann von seiner Struktur her ohne weiteres hohe Rückwärtsströme führen, er wirkt dann als Leistungsdiode. Da in vielen Anwendungen eine antiparallele Freilaufdiode ohnehin erforderlich ist, könnte dies ein erheblicher Vorteil sein. Leider zeigte es sich, daß diese Diode aber wegen ihrer hohen Speicherladung in schnellen Anwendungen nicht einsetzbar war und schaltungstechnisch unwirksam gemacht werden mußte. Inzwischen ist es gelungen, durch Reduktion der Ladungsträger-Lebensdauer dieses Problem weitgehend zu lösen [2.12].

32

2 .4.6

Typische Beispiele

Um einen Vergleich mit dem 50 A, 600 V Leistungs-Darlington-Transistor zu ermöglichen, müßte wegen der schlechteren Durchlaßeigenschaften auf ein Bauelement mit extrem großer Fläche zurückgegriffen werden. Erhältlich sind Module mit parallel geschalteten Transistoren. Die typische Durchlaßspannung erreicht bei Gehäusetemperaturen von 25 ·e bereits 5 bis 7 V, es treten also hohe Durchlaßverluste auf. Auch Sperrfähigkeiten von 2000 V sind bei MOSFET-Modulen mit parallel geschalteten Elementen erreichbar, dann werden aber Durchlaßspannungen von über 10 V erreicht.Die Schaltgeschwindigkeit wird im wesentlichen durch die Entladung der Gatekapazität bestimmt. Ausschaltzeiten von 250 ns 01 erzugs- und Fallzeit) sind bei schneller Entladung erreichbar, bei optimaler Ansteuerung auch Ausschaltzeiten unter 100 ns. MOSFET-Module ftir 100 V Sperrfähigkeit werden mit Durchlaßwiderständen von weniger als 10 mQ hergestellt, sie sind ftir einen kontinuierlichen Drainstrom von 200 A zugelassen. Inzwischen werden MOS-Transistoren bereits mit "intelligenten" Eigenschaften geliefert. Sie enthalten integrierte Übertemperatur- oder Überstrom-Abschaltkomponenten. Bei Sperrschichttemperaturen oberhalb von 150·e und ggf. einem Laststrom, der den zulässigen kontinuierlichen Drainstrom um das Doppelte überschreitet, schaltet der Transistor ab [2.12]. Emitter

Gate

G

E

o

ｾ＠

o

c

c Kolleetor

(0)

(b)

(e)

Bild 2.16. Insulated Gate Bipolar Transistor. a Strukturdarstellung, bErsatzschaltbild, c Schaltsymhol

2.5

Insulated Gate Bipolar Transistor (IGBT)

Für Anwendungen im 220-V- und 380-V-Netzspannungsbereich sind je nach Einsatzfall Bauelemente zwischen 600 V und 1200 V Sperrfähigkeit erforderlich. Oberhalb

33

von ca. 600 V Sperrfähigkeit ist das Durchlaßverhalten von VDMOS-Transistoren allerdings so ungünstig, daß sie nur noch in Anwendungen mit besonders hohen dynamischen Anforderungen eingesetzt werden. Es hat daher viele Vorschläge gegeben, durch eine Kombination der MOS-Struktur mit bekannten Transistorstrukturen Kombinationsbauelemente zu entwickeln, die bei besseren Durchlaßeigenschaften den Vorteil der kapazitiven MOS-Gate Ansteuerung behalten. Von diesen Bauelementen hat sich bisher nur der Insulated Gate Bipolar Transistor durchsetzen können, obwohl er nicht den theoretisch bestmöglichen Komprorniß darstellt.

2.5.1

Grundstruktur

Die grundsätzliche Funktionsweise des IGBT ist einfach (Bild 2.16): Das Bauelement besitzt anstelle der n+-Schicht an der Drainelektrode eine p+-Schicht. Auf diese Weise entsteht eine p+-Emitterzone, und die p-Schicht des VDMOS-Transistors wirkt als Kollektorschicht. Das Ersatzschaltbild ist im einfachsten Fall eine Kombination von n-Kanal-MOS-Transistor und pnp-Transistor. Wesentlich an der Funktionsweise ist aber nicht die Stromverstärkung des pnp-Transistors, sondern die Leitfähigkeitsänderung der n-Schicht, die durch die Löcherinjektion erzwungen wird. Das in der n-Schicht entstandene Elektron-Loch-Plasma erhöht die Leitfähigkeit um ein bis zwei Zehnerpotenzen, es beeinträchtigt aber die dynamischen Eigenschaften. Im Ersatzschaltbild wird also der Widerstand Rn reduziert. Unmittelbar zeigt sich die Wirkung des Elektron-Loch-Plasmas im Abfall des Laststromes bei Abschaltvorgängen, insbesondere einer merklichen Fallzeit des Laststromes und einem Schweifstrom (Bild 2.17).

r--

IJ

(\,.. v

(JeB

100 V/RE

/e

(JCB

100 V/RE

/C

10 A/RE

10 A/RE

200 ns/RE

200 ns/RE

Bild 2.17. Ausschaltvorgang bei zwei IGBTs verschiedener Herstellungstechnologien (Sperrschichttemperatur 120'C) [2.13]

Verschiedene IGBT-Konzeptionen führen dabei zu sehr unterschiedlichen charakteristischen Strom verläufen. Grundsätzlich ist es möglich, durch Einstellung der Ladungsträgerlebensdauer in der n-Schicht die Plasmaüberschwemmung niedrig zu halten und damit die dynamischen Verluste entsprechend zu begrenzen, allerdings auf Kosten des

34

Durchlaßverhaltens. Auch der Gesamtverlauf des Schweifstrom-Abklingens hängt sehr stark von der speziellen Transistortechnologie ab [2.3,2.13].

2 .5.2

Thermisches Verhalten und kritische Betriebsfälle

Das Verhalten des IGBT bei hohen Temperaturen und in Überlastfällen ist kritischer als das der Leistungs-MOS-Transistoren. In der Regel steigt die für ein vorgegebenes Laststromniveau sich einstellende Konzentration des Elektron-Loch-Plasmas mit steigender Temperatur, allerdings nimmt die Beweglichkeit der Elektronen und Löcher eher ab. Daher ist es grundsätzlich möglich, positive und negative Temperaturkoeffizienten der Durchlaßspannung einzustellen. Das bisher gravierendste Überlastproblem des IGBT bestand in der Gefahr des Latching, das heißt des Einrastens in eine thyristorartige Funktionsweise. Aufbaubedingt enthalten die VDMOS- und IGBT-Strukturen einen parasitären bipolaren npn-Transistor (in Bild 2.16 gestrichelt eingezeichnet), der bei schnellem Abschalten aus zu hohen Stromdichten wegen des Spannungsabfalles am Widerstand Rp aufgesteuert wird und wiederum den pnp-Transistor ansteuert. Der IGBT ist nach dem Latching nicht mehr abschaltbar. Allerdings sind mit den neueren Entwicklungen die kritischen Parameter so weit verschoben, daß das Problem inzwischen als gelöst gilt. Grundsätzlich besteht wie bei allen bipolaren Bauelementen auch die Gefahr eines dynamischen Lawinendurchbruchs, wenn gleichzeitig hohe Spannungen und Ströme auftreten. Dieser Durchbruch beruht auf einem Ladungsbeitrag der Löcher in der Raumladungszone, der sich wie eine scheinbare Dotierungserhöhung auswirkt, und er hat nichts mit der momentanen Verlustleistung oder mit thermischen Effekten zu tun.

2 .5.3

Einige Produktbeispiele

IGBTs werden mit Sperrfähigkeiten von 1000 bis 1200 V von vielen Herstellern bereits angeboten. Auch hier soll ein 50-A-Modul als Beispiel dienen. Die verschiedenen Hersteller geben in der Regel ca. 3,5 bis 5 V als typische Durchlaßspannung an, wobei die höheren Werte fur schnell schaltende Bauelemente mit Gesamtausschaltzeiten < 1 Ils bei einer Sperrschichttemperatur von 125 oe gelten. Bipolare Transistoren als Darlington-Module mit 1000 bis 1200 V Sperrfähigkeit erreichen zwar geringere Durchlaßspannungen, ihre Speicherzeiten beim Abschalten liegen aber weit über 10 Ils. Die IGBT-Entwicklung verläuft derart rasant, daß es notwendig sein wird, die jeweils aktuellen Daten abzufragen.

35

2.6

Thyristoren und GTOs

2.6.1

Konventionelle Thyristoren

Der konventionelle, nicht abschaltbare Thyristor beherrschte in der Vergangenheit die Stromrichtertechnik, zumindest im Bereich hoher Leistungen. Er ist auch weiterhin meist das Schaltelement der Wahl, wenn auf die Abschaltfähigkeit verzichtet werden kann. Dies ist insbesondere in einer Vielzahl von einfachen Leistungsstellern für Wechselstrom der Fall. Sobald jedoch die Abschaltfähigkeit erforderlich ist, versucht man, die aufwendigen Kommutierungsschaltungen der Thyristortechnik durch Übergang auf abschaltfahige Elemente zu ersetzen. Frequenzthyristoren sind dadurch gekennzeichnet, daß sie nach der Stromunterbrechung bzw. nach der Kommutierung sehr rasch, innerhalb weniger Mikrosekunden, wieder sperrfahig sind. Da sie bei der Auslegung für größere Leistungen einen erhöhten Ansteuerbedarf haben, werden sie in der Regel nach dem Darlington-Prinzip als Amplifying-Gate-Thyristoren hergestellt. Besonders kurze Freiwerdezeiten sind bei Thyristoren erreichbar, wenn auf die Rückwärts-Sperrfahigkeit verzichtet werden kann. Häufig integriert man noch die Inversdioden. Da das grundSätzliche Funktionsprinzip von Thyristoren und GTO-Thyristoren ähnlich ist, und da der Schwerpunkt dieser Darstellung auf den abschaltfahigen Bauelementen liegt, werden konventionelle Thyristoren hier nicht weiter behandelt (s. dazu [2.4, 2.7, 2.14]). Thyristoren mit ähnlichem Aufbau wie GTO-Thyristoren werden auch als Frequenzthyristoren mit extrem kurzer Freiwerdezeit eingesetzt (Gate-Assisted-TurnOff).

2 .6.2

Gate-Turn-Off-Thyristoren

Gate-Turn-Off-Thyristoren (GTO) haben sich als Schaltelemente nur für sehr hohe Leistungen durchgesetzt, sie dringen in die Anwendungsfelder der klassischen Frequenzthyristoren ein. Da auch sie für den Zweck dieser Bauelementeübersicht etwas aus dem Rahmen fallen, werden wir sie nur kurz diskutieren und die Gründe darlegen, die zu dem Rückzug des GTO-Prinzips auf hohe Leistungen führten. Das Grundprinzip des GTO-Thyristors läßt sich am bekannten Zwei-Transistor-Modell veranschaulichen: Die Thyristorstrukturwird in zwei funktional integrierte Transistoren zerlegt, die einander aufsteuern. Sowohl die Durchlaßcharakteristik als auch das Ausschaltverhalten werden aber im einfachen Zwei-Transistor-Modell unzureichend beschrieben. Die Durchlaßcharakteristik entspricht eher der einer Leistungsdiode (Bild 2.18).

36 Gate

Kathode

r K

A

Anode Ersotzscha Itbild

( a)

(b)

Kennlinie

(c)

Bild 2.18. GTO-Thyristor. a Struktur mit Elektronenströmen und Löcherstrom, bErsatzschaltbild, c Durchlaßkennlinie (schematisch)

Der Vorteil des GTO-Thyristors besteht darin, daß er infolge der wechselseitigen Aufsteuerung durch beide Teiltransistoren eine besonders günstige Plasmaüberschwemmung und daher besonders gute Durchlaßeigenschaften erreicht [2.15, 2.16]. Nachteilig ist der für das Abschalten notwendige große negative Steuerstrom anzusehen, er liegt typisch bei etwa 30% des Laststromes. Dies liegt im wesentlichen daran, daß der Abschalt-Steuerstrom die hohe gespeicherte Ladung Qs absaugen muß, während gleichzeitig der pnp-Transistor weiterhin positiven Ansteuerstrom einspeist. Daher ist der Ansteuerkreis für hohe Stromimpulse auszulegen. Im Bild 2.19 ist, analog zur Darstellung des Leistungstransistors das Schaltverhalten veranschaulicht. Zusammenfassend kann man die charakteristischen Vor- und Nachteile folgendermaßen beschreiben Vorteile -

Der GTO-Thyristor ist insbesondere bei hohen Sperrfähigkeiten (> 1200 V) das abschaltbare Bauelement mit der höchsten zulässigen Stromdichte und dem günstigsten Durchlaßverhalten.

Nachteile -

Die Ansteuerung ist relativ aufwendig. Da die Speicherladung Qs mit wachsendem Laststrom zunimmt, ist das Abschaltverhalten aus Überstrom schwierig.

-

Wegen der hohen Stromdichte ist im allgemeinen ein RCD-Entlastungsnetzwerk für das Abschalten erforderlich.

37

t I.A I

ｾ＠

8eklronenstl'Om

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Bild 2.37. Zwei-Quadranten-Chopper (Antrieb und Nutzbremsung in einer Richtung)

Wenn diese Schaltung nun so erweitert wird, daß sie den Motor in beiden Drehrichtungen steuern und aus beiden Richtungen bremsen kann, entsteht die Schaltung eines selbstgeftihrten Wechselrichters, die im nächsten Abschnitt behandelt wird.

2.11.6 Selbstgeführter Wechselrichter Der Ausbau des im vorigen Abschnitt beschriebenen Choppers zu einer Schaltung, die Antrieb und N utzbremsung in beiden Richtungen ermöglicht, ist in Bild 2.38 dargestellt. Da diese Schaltung das Anlegen von Spannungen beider Polaritäten an den Motor erlaubt, stellt sie zugleich einen selbstgeftihrten Wechselrichter dar. Freilaufdioden sind jeweils die antiparallelen Dioden eines der benachbarten Transistoren. In der Betriebsweise des Pulsumrichters sind diese Wechselrichterschaltungen die zur Zeit wichtigsten Drehstromumrichter. Wir veranschaulichen aber die Besonderheit dieses Prinzips an der einfachen Zwei-Phasen-Schaltung. Wesentlich beim Pulsumrichter ist die Nachbildung eines Sinus-förmigen Spannungsverlaufes am Motor durch Pulsbreiten-Modulation. Es ist sofort ersichtlich, daß in dieser Betriebsweise die Bauelemente sehr starken dynamischen Belastungen unterliegen, und daher wird die Forderung nach sehr schnell und verlustarm schaltenden Transistoren besonders deutlich.

57

... ----.. ＭＫ

ｾＭ

ｾ

Ｌ＠

1I

Bild 2.38. Prinzip des Selbstgeführten Wechselrichters

ＳｾｯＭＫ

Bild 2.39 zeigt schließlich das Schema eines transistorisierten Drehstrom-Umrichters mit ungesteuertem Eingangsgleichrichter. Bei Antrieben sehr hoher Leistung könnte im Eingang ein gesteuerter Gleichrichter vorgesehen werden, der dann auch eine EnergieRückspeisung in das Netz ermöglichen würde.

Ｂ＠

c.

Bild 2.39. Dreiphasen-Pulsumrichter

58

2 .12 Entwicklungstendenzen Die weiteren Entwicklungen werden zwei Schwerpunkte haben: -

Verbesserung der dynamischen Eigenschaften der Schaltelemente

-

Entwicklung intelligenter Module

Diese Entwicklungen sind aus funktionellen Gründen eng verknüpft. Beispielsweise erfordert die Reaktion auf Störfälle ein schnelles Schaltverhalten, und andererseits verbessert eine intelligente Ansteuerung die Dynamik der Bauelemente. Die Entwicklungen sind auch aus technologischen Gründen verknüpft, denn beide erfordern einen hohen Halbleiter-technologischen Strukturierungsgrad. Sowohl monolithische als auch hybride Integrationstechniken werden weiterentwickelt. In beiden Techniken wird es anwenderspezifische Lösungen geben. Neue Halbleitermaterialien werden im Bereich der Leistungsbauelemente das Silizium nur in speziellen Anwendungen verdrängen. Galliumarsenid ermöglicht schnell schaltende Feldeffekttransistoren und Dioden. Als aussichtsreiches Material für Hochtemperaturanwendung gilt Siliziumcarbid. Kombinationen von monokristallinem Silizium und Dünnschichthalbleitern können verbesserte Strukturen der Einzelbauelemente ergeben, und sie ermöglichen dreidimensionale Integrationstechnik.

Literaturverzeichnis [2.1]

Müller, R.: Grundlagen der Halbleiterelektronik (Halbleiter-Elektronik 1). Berlin: Springer-Verlag, 1984

[2.2]

Möschwitzer, A.; Lunze, K.: Halbleiterelektronik. Heidelberg: HüthigVerlag, 1988

[2.3]

Sze, S.M.: Physics of Semiconductor Devices. New York; J. Wigley, 1981

[2.4]

Paul, R.: Elektrische Halbleiterbauelemente. Stuttgart: Teubner-Verlag, 1986. (Teubner Studienskripte)

[2.5]

Baliga, B.J.: Modern Power Devices. New York: J. Wigley, 1987

[2.6]

Tietze, U.; Schenk, c.L.: Halbleiterschaltungstechnik. Berlin: SpringerVerlag, 1985

59

[2.7] [2.8]

[2.9]

[2.10]

[2.11]

[2.12]

[2.13]

[2.14] [2.15]

Heumann, K.: Grundlagen der Leistungselektronik. Stuttgart: TeubnerVerlag, 1978 Schlangenotto, H.; u.a.: Schnelle Leistungs-Dioden. ETG-Fachtagung "Abschaltbare Elemente der Leistungse1ektronik und ihre Anwendungen", Bad Nauheim, 1988. Berlin: VDE-Verlag, 1988, S. 5070 Rischmüller, K.: Aufbau und Wirkungsweise bipolarer Transistoren und Darlingtons. ETG-Fachtagung "Abschaltbare Elemente der Leistungselektronik und ihre Anwendungen", Bad Nauheim, 1988. Berlin: VDE-Verlag, 1988, S. 28-49 Grüning, H.: Stand und Entwicklungstendenzen bipolarer Leistungsschaltelemente. VDINDE-Technologiezentrum lnformationstechnik GmbH Berlin (Veranst.): ACTUATOR 88 (Bremen 1988), Proc. ACTUATOR 88. Offenbach: VDE-Verlag, 1988. S. 309333 Tihanyi, J.: Power MOSFETs in "Semiconductor Devices for Power Conditioning" , (Herausgeber: Sittig, R.; Roggwiller, P.) New York: Plenum Press, 1982, S. 307-329 Lorenz, L.: MOS-gesteuerte Leistungsschaltelemente. VDINDE Technologiezentrum GmbH Berlin (Veranst.): ACTUATOR 88 (Bremen 1988). Proc. ACTUATOR 88. Offenbach: VDE-Verlag, 1988, S. 282308 Lorenz, L.; u.a.: The Dynamic Behaviour and the SOA Diagram of a VDINDE Technologiezentrum Fast Switching IGBT. Informationstechnik GmbH Bremen (Veranst.): ACTUATOR 90 (Bremen 1990). Proc. ACTUATOR 90. S. 103-107 Gerlach, W.: Thyristoren (Halbleiter-Elektronik). Berlin: SpringerVerlag, 1979 Silber, D.; u.a.: Recent Developments in Actuators: GTO and Related Devices. Sensors and Actuators 4 (1983), S. 207-220

[2.16]

Nowak, W.-D.; u.a.: GTO - Stand der Technik und Entwicklungsmöglichkeiten. ETG-Fachtagung "Abschaltbare Bauelemente der Leistungselektronik und ihre Anwendungen". Bad Nauheim, 1988. Berlin: VOE-Verlag. S. 86-111

[2.17]

Leipolt, L.: Intelligente Leistungsschalter. ETG-Fachtagung "Abschaltbare Bauelemente der Leistungselektronik und ihre Anwendungen". Bad Nauheim, 1988. Berlin: VDE-Verlag. S. 79-85 GME-Fachbericht 6: "BICMOS und Smart Power", Feb. 1990. Berlin: VDE-Verlag, 1990 Sen, P.C.: Principles of Electric Machines und Power Electronics. New York: J. Wigley, 1989

[2.18] [2.19]

3 Elektromagnetische Aktoren H.-D. Stölting

3.1 Einleitung 3.1.1 Definition des elektromagnetischen Aktors, Normen In elektromagnetischen Aktoren werden als Energiewandler elektrische Maschinen verwendet, die mit Hilfe des elektromagnetischen Prinzips elektrische und mechanische Energie ineinander umformen. Im folgenden werden elektrische Kleinmaschinen, und zwar insbesondere Motoren mit einer Abgabeleistung im Bereich von 1 kW und darunter behandelt [3.1, 3.2]. Als Energiesteller dient im einfachsten Fall ein mechanischer Schalter. In zunehmendem Maße erfolgt die Energiestellung, d.h. die Steuerung bzw. Regelung der Motoren durch elektronische Bauelemente, die ihrerseits mechanisch geschaltet oder hardware- bzw. softwaremäßig programmgesteuert betrieben werden können. Die Kombination von Motor und elektronischer Steuerung wird im folgenden als Aktor oder Antrieb bezeichnet. Da außer den bei elektrischen Maschinen üblichen Wirkungsprinzipien und Bauarten zahlreiche spezielle Ausführungen Anwendung finden, sind die Maschinen im unteren Leistungsbereich durch eine große Typenvielfalt gekennzeichnet. Der Grund dafür liegt in der ungewöhnlichen Einsatzbreite elektrischer Kleinmotoren (Tabelle 3.1): - Die meisten Motoren dienen als Antriebe für Konsumgüter. Diese Motoren müssen kostengünstig sein und werden daher so weit wie möglich konstruktiv an das Arbeitsgerät und an das wirtschaftlichste Fertigungsverfahren angepaßt. - Daneben gibt es hochwertige Motoren als Antriebe für Investitionsgüter, bei denen besondere, oft sogar extreme Eigenschaften die Ausführung bestimmen. Elektrische Kleinantriebe sind deshalb i.a. Spezialanfertigungen, die eine enge Zusammenarbeit von Hersteller und Anwender erfordern. Dabei kommt es

62

Tabelle 3.1. Kennzeichnende Merkmale kostengünstiger bzw. hochwertiger Kleinmotoren Kostengünstige Motoren - Integration in Gerät, Motorteile übernehmen Gerätefunktionen - Weitgehend automatische Fertigung in Großserie (>1 Mio Stück p.a.) - Stanz-Biege-Fügetechnik - Verwendung von Bauteilen mit handelsüblichen Abmessungen (Magnete, Lager, Kondensatoren usw.) - Grobe Fertigungstoleranzen, grobe Stufung der Abmessungen (Aussen-, Innendurchmesser, Länge), großer Luftspalt, geringer Kupferfüllfaktor, möglichst einfache Wicklung, Backlackdraht, möglichst wenig gestufte Welle, Kalottenlager usw. - Leistungsgewicht oft und Wirkungsgrad i.a. unwichtig: Weißblech (oft ungeglüht) statt Dynamoblech, Ferrit-Magnete

Hochwertige Motoren - Optimale elektrische und konstruktive Anpassung an Gerät - Kleinserie: spanende Bearbeitung, Zusammenfügen durch Schrauben - Hochwertige Bauteile: Dynamoblech oder verlustarmes Spezialblech, Seltenerd- oder AINiCo-Magnete, Wälzlager - Besondere Eigenschaften bezüglich Wirkungsgrad (geringer Energiebedarf, geringe Erwärmung, geringes Gewicht), Drehzahl (extrem hoch bzw. niedrig, Konstanz, Gleichlauf), Dynamik (geringe mechanische oder/und elektrische Zeitkonstante), Positionierung, Überlastbarkeit, Lebensdauer, Robustheit, Wartungsfreiheit, Geräusch- und Schwingungsarmut, Elektromagnetische Verträglichkeit (EMV), Unempfindlichkeit gegenüber Umweltbedingungen: Temperatur, Schwingungen, Beschleunigungen, Druck, Verschmutzung (staub-, wasser-, gasdicht ), elektrische und magnetische Felder, Explosionsschutz

63

häufig dadurch zu Problemen, daß die Antriebsentwicklung oft erst dann einsetzt, wenn die Geräteentwicklung schon nahezu abgeschlossen ist, der Antrieb aber vor der Gerätefertigung bereitstehen muß. Die Vielfalt der Motoren und ihrer Einsatzgebiete erschwert eine Normung. Folgende Vorschriften des Verbandes Deutscher Elektrotechniker e.V. dienen insbesondere dem Schutz des Betreibers beim Umgang mit elektrischen Kleinantrieben. "Regeln für umlaufende elektrische Maschinen" VDE 0530 "Bestimmungen für Geräte mit elektromotorischem VDE 0730 Antrieb für den Hausgebrauch und ähnliche Zwecke" VDE 0740 "Richtlinien für handgeführte Elektrowerkzeuge" VDE 0750 "Richtlinien für elektromedizinische Geräte" Es gibt zum Teil Vereinbarungen zwischen bestimmten Anwendergruppen (z.B. ÖI- und Gasbrenner) und Motorenherstellern bezüglich der Anbaumaße, Leitungsfarben usw.

3.1.2 Antriebsübersicht Als Orientierungshilfe sind in den Bildern 3.1 und 3.2 prinzipielle Ausführungsmöglichkeiten elektrischer Kleinantriebe zusammengestellt. Hinsichtlich ihrer grundlegenden Merkmale können sie den beiden Gruppen Selbst- und Fremdgeführte Maschinen zugeordnet werden. Selbstgeführte Maschinen sind dadurch gekennzeichnet, daß ihre Wicklungen in Abhängigkeit von der Lage des Läufers an Spannung gelegt werden. Daraus ergeben sich folgende Eigenschaften. - Die maximal mögliche Drehzahl hängt von der Auslegung des Antriebes ab und ist nicht an die Frequenz der Stromversorgung gebunden. Dadurch, daß sehr hohe Drehzahlen möglich sind, können Antriebe mit geringem Volumen und Gewicht gebaut werden. - Die Drehzahlstellung ist einfach, kostengünstig und häufig verlustlos möglich. - Die Motoren sind teuer, denn sie benötigen einen Stromwender (Kommutator) zum Umschalten der Wicklungen. Motoren mit mechanischem Kommutator haben eine geringere Lebensdauer, sind störanfälliger, entwickeln ein stärkeres Geräusch als fremdgeführte Motoren und benötigen eine Funkentstörung. - Motoren mit elektronischem Kommutator sind ebenso robust und geräuscharm wie fremdgeführte Motoren, benötigen aber stets einen Rotorlagegeber, der wie die Elektronik vergleichsweise hohe Kosten verursacht.

W UlJ

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CI> D

-1,0 -1 4 '-1,0

a

ｾ＠

L

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ｾ＠

V

lL

-0,5

o

0,5

bezogener Lastdruck

1.0

ｩＱｾｶ＠

ｾ｛Ｎ＠

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1.0

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0,5

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ＭｏＬＵＱＫｌＮ［Ｚｾ｟ｉｬ＠

CI>

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-1,0'-:-----:'-::--- - - ' , --1,0 -0,5 0 b

- --'-::--------1 0,5 1.0

be1:ogener Lastdruck1E-

p

Bild 4.32.a,b: Stationäre Kennlinien pneumatischer Antriebe. a Zylinder. b Motor

trieb 50% der Eckleistung. Dabei kann die Eckleistung pneumatischer Steuerketten wie folgt berechnet werden. (4.12) Das Übertragungsverhalten pneumatischer Steuerketten kann wie in der Servohydraulik durch ein Antriebsmode1l3. Ordnung (PT 2 -I-Charakteristik) beschrieben werden. Als Kennwerte treten in diesem Modell dann ebenfalls die Größen Geschwindigkeitsverstärkung (Drehzahlverstärkung) Co, Eigenkreisfrequenz Wo und Dämpfungsgrad D auf. Die in Bild 4.33 dargestellten Signalflußpläne pneumati-

175

l.aD- VrAz PKabs

x

X

m -IVZyl+Vtot I

I.PKabsAZ2 -x mIVZyl+Vtot l

Q

ｾＭ

PKabsVSchluck2X Ｍｾｶ

COr W 2

2nlVsChluck+Vtotl

dnl

-dJVt U'const

2Dw PKabsVSchluCk 2 - x n 2 JI VSchluck+Vtot I

b

W2

Bild 4.33.a,b: Linearisierte Modelle des dynamischen Verhaltens pneumatischer Antriebe bei kritischdurchströmten Ventilquerschnitten. a Zylinder (in MittelsteIlung). b Motor

scher Antriebe weisen eine Struktur auf, die mit dem in Bild 4.29 aufgeführten Blockdiagramm hydraulischer Antriebe vergleichbar ist. Die Unterschiede der Strukturen für Drehkolbenmotor und Zylinderantrieb ergeben sich aus der Tatsache, daß der Drehkolbenmotor stärker durch die interne Leckage und der Zylinder stärker durch die geschwindigkeitsbezogene Reibung gedämpft wird.

4.2.4

Sensoren

Der sinnvolle Einsatz fluidtechnischer Antriebssysteme erfordert die Verwendung einer geeigneten Sensorik. Die wichtigsten Größen, die entweder zur Überwachung oder als Regelgröße gemessen werden, sind Druck, Volumenstrom und Weg bzw. Drehwinkel. Durch die Weiterentwicklung der Feinwerktechnik und die fortlaufende Steigerung der Integrationsdichte elektronischer Bausteine sind heute hoch präzise Sensoren erhältlich. Funktionsprinzipien und Eigenschaften der einzelnen Sensorarten werden im folgenden vorgestellt. 4.2.4.1

Drucksensoren

Die Meßverfahren zur Erfassung des Drucks werden unterteilt in mechanische und elektrische Verfahren. In fluidtechnischen Antriebssystemen treten vorwiegend

176

dynamische Druckänderungen auf, so daß hier bevorzugt elektrische Druckaufnehmer verwendet werden. Bei diesen Sensoren wird die elastische Verformung eines Körpers erfaßt und in ein elektrisches Signal gewandelt. Für die Wandlung werden physikalische Werkstoffeigenschaften ausgenutzt. In Tabelle 4.7 werden die wichtigsten Druckaufnehmerarten gegenübergestellt. Tabelle 4.7. Drucksensoren Funktionsprinzip

Schema

DMS

mechanisch

ｾ＠

i, '

.

-

induktiv

piezoelektrisch

ｉｾ＠ Ｍｾ＠

ｾ＠

piezoresistiv

0- 4000

0 -3000

0- 1000

0 - 7000

0-1000

0 - 5

0 - 100000

0 -1 0000

10 -1 50000

0 -15000

Genauigkeit %

1

0.25

0.5

1

0.25

Preisklasse DM

100 - 350

300 -1 200

300- 800

700 - 2000

50-1700

auch slekt. Abgriff

auch mit Verstärke

langsam

nur dynamisch

überlastempf.

Messbereich bar Frequenzber. Hz

Anmerkungen

Zur Messung von Druckverläufen werden häufig Druckaufnehmer auf Basis von Dehnmeßstreifen eingesetzt. Es gibt eine Vielzahl unterschiedlicher Ausführungen, auch preiswerte mit integriertem Verstärker, für die bereits ein Voltmeter als Anzeigegerät ausreicht. Piezoelektrische Aufnehmer eignen sich für dynamische Messungen. Es sind sehr kleine Bauformen erhältlich. Für die gleichzeitige Auswertung statischer und dynamischer Drucksignale bieten sich die piezoresistiven Meßaufnehmer an. Aufgedampfte Dickfilmwiderstände auf Siliziumplättchen bilden das Meßelement. Hochintegrierte Sensoren enthalten das Meßelement und die Verstärkerelektronik in einem integrierten Baustein. Diese Ausführungen sind preisgünstig, weisen aber eine gewisse Temperaturempfindlichkeit auf. Ein wesentliches Kriterium für die Auswahl eines Drucksensors für fluidtechnische Antriebssysteme ist der :frequenzbereich. In Bild 4.34 werden gemessene Amplitudengänge verschiedener Drucksensoren gegenübergestellt. 4.2.4.2

Volumenstromsensoren

Eine genaue Messung von Durchflüssen ist auch heute noch mit erheblichen Schwierigkeiten verbunden. Einflußgrößen wie Druckpulsation, Temperatur, Vis-

177

ｾ＠

ｏｲＭｾ＠

Q5

ar ro0.. "0 CI)

Ol

0

C

cU Ol CI)

:J

«

-40

CD : piezoresistiv CD : piezoelektrisch 4 ® : DMS mit T.F. 50kHz 3 ® : DMS mit T.F. 5kHz ® : DMS mit integriertem ｖ･ｲｾｴ￤ｫ＠

100

1k

10k 20k 40kHz

Frequenz f Bild 4.34. Amplitudengänge verschiedener Drucksensoren

kosität des Mediums und Verschmutzungsgrad wirken sich stark auf das Meßergebnis aus. Man unterscheidet zwei Aufgabenbereiche, die Volumenmessung und die Volumenstrommessung. Die Volumenmessung wird für Dosiervorgänge, die Gleichlaufsteuerung von Zylindern und auch für die indirekte Wegmessung eingesetzt. Für die Volumenstrommessung werden drei Meßverfahren eingesetzt. Nach dem Verdrängerprinzip wird das Gesamtvolumen in mehrere Teilvolumina definierter Größe zerlegt und aufsummiert. Wird dagegen die Auswirkung der Strömung über physikalische Eigenschaften erfaßt und in ein volumenstromproportionales Signal gewandelt, handelt es sich um das Strömungsprinzip. Eine reine Geschwindigkeitsmessung des strömenden Mediums ergibt bei Kenntnis des Strömungsquerschnitts den Volumenstrom an der Meßstelle. Tabelle 4.8 gibt einen Überblick über einige Sensortypen. Zahnradzähler eignen sich sowohl zur Volumenmessung als auch zur Durchflußmessung. Der sehr hohen Genauigkeit stehen der etwas höhere Druckverlust und die Klemmgefahr infolge Verschmutzung als Nachteile gegenüber. Für höhere Anforderungen an die Dynamik wird die einfach in bestehende Systeme zu integrierende Meßturbine verwendet. Das durchfließende Medium treibt ein Flügelrad an, das mit jedem Flügel einen elektrischen Impuls induziert. Mittels Frequenzzählung erhält man das volumenstromproportionale Ausgangssignal. Hohe Anforderungen an die Dynamik bei geringerer Genauigkeit erfüllen die Schwebekörper-Meßaufnehmer. Das durchfließende Medium drückt einen geeignet geformten Körper gegen eine Feder zurück. Der Weg des Körpers wird gemessen und ist bei entsprechender Auslegung der Körperkontur unmittelbar ein Maß für den Volumenstrom.

178

Tabelle 4.8. Volumenstromsensoren

Funktionsprinzip

Schema

Zahnradzähler

Ｎｾ

-

Ｍ

Turbine

ｯｾ＠

Q·WI

!,

Schwebe körper

ａＮｾ

Ｏｾ＠

hoch

gering

hoch

1,5

2

0,5

2

bis 6000

500 - 2000

2000 - 4000

2000 - 5000

3000 - 5000

sChmutzempf.

ungenau bei Q=O

gute Linearität

leitfähige Medien

rückwirkungsfrei

1 - 600

gering

hoch

Genauigkeit %

0,5

Preisklasse DM Anmerkungen

";{t' - - .

0,5 - 1200

0,5 - 20000

Dynamik

ｾ＠

ｴ［ｾＺＱ＠

. . 1-- .

0,2 - 2000

0 - 1000

Messbereich I/min

Ultraschall

Induktion

Neue, rückwirkungsarme Meßverfahren basieren auf Ultraschall oder magnetischer Induktion. Das Ultraschallverfahren funktioniert ähnlich wie das LaserDoppler-Verfahren, ist jedoch erheblich preisgünstiger. Ultraschallsignale werden in das Medium gesendet und an Grenzschichten - hervorgerufen durch Partikel oder Luftblasen - teilweise reflektiert. Die nach dem Dopplereffekt auftretende Frequenzverschiebung wird ausgewertet. Bei wasserhaitigen oder über Additive aufbereiteten Medien kann das Induktionsverfahren eingesetzt werden. Das durchströmende elektrisch leitende Medium wird von einem Magnetfeld durchsetzt; hierbei wird eine elektrische Spannung induziert, die von der Strömungsgeschwindigkeit abhängt. Das Verfahren hat eine große Meßspanne und nahezu keine Rückwirkung auf das durchströmende Medium. 4.2.4.3 Weg- und Drehwinkelsensoren Im gesamten Bereich der Aktorik haben Weg- und Drehwinkelsensoren eine besondere Bedeutung erlangt. Die hohen Anforderungen an Lageregelungen und Bahnsteuerungen erfordern eine präzise Erfassung der Ist-Position. Viele Aktoren sind bereits mit internen Sensoren zur Weg- und Drehwinkelmessung ausgestattet. Die Meßprinzipien sind für Weg- und Drehwinkelsensoren gleich, so daß nachfolgende Ausführungen auf Wegsensoren beschränkt werden. Tabelle 4.9 gibt eine Übersicht über die gebräuchlichen Meßprinzipien und ihre Eigenschaften.

Potentiometrische Lagesensoren zählen zu den analogen Meßverfahren mit theoretisch unendlicher Auflösung. Ein Schleifer wird auf einer Widerstandsschicht bewegt und greift eine lageabhängige Spannung ab. Aufnehmer nach diesem

179

Tabelle 4.9. Wegsensoren

Funktionsprinzip

Schema

Messbereich mm

Potentiometer

Ii

Differentialtrafo

ｾ＠

induktiv

Ｇｔｾｪ＿＠ ｾ＠

optisch

Ultraschall

-

O:!!:"{{O.::::"

1

.n.

ｾ＠

bis 1000

500

1000

1000

10

2

1

50

4

Genauigkeit %

0,05

0,5

0,001

0,05

0,001

Preisklasse DM

300 -700

1000

1500

1200

500 - 200

Totzeit bis 1 ms

auch absolut

Lesegeschw. m/s

Anmerkungen

verschleissempf.

temperaturempf.

Auswertung aufw.

1000

Prinzip sind einfach aufzubauen und daher preisgünstig. Eine Einschränkung der Auflösung ist durch das Eigenrauschen gegeben. Die Widerstandsschicht ist verschleiß- und verschmutzungsempfindlich. Lagesensoren mit Differentialspule sind weit verbreitet. Ein durch zwei hintereinanderliegende Spulen tauchender Kern verstimmt je nach Lage diese induktiven Glieder einer Brückenschaltung. Durch die Differentialschaltung wird ein großer linearer Meßbereich erreicht. Die Genauigkeit ist eingeschränkt. Es gibt druckfeste Ausführungen. Mit einer Abtastplatte und einem relativ dazu bewegten Maßstab lassen sich ebenfalls induktive Lagesensoren aufbauen. Auf bei den Platten befinden sich mäanderförmig angeordnete Leiterbahnen, die auf der Abtastplatte mit einem Wechselsignal beaufschlagt werden. Das im Maßstab induzierte Signal wird mit der Anregung verglichen, wobei die Phasenlage ein Maß für die Position darstellt. In Ultraschallsensoren wird ein Ultraschallsignal durch einen Draht gesendet. Ein Magnetring um diesen Draht gibt die Lage wieder und ruft Reflexionen des Signals hervor. Durch eine Auswertung der Laufzeit wird die Position ermittelt. Die prinzipbedingte Totzeit ist als Nachteil des Systems zu nennen. Inkrementale Lagesensoren verwenden Glasmaßstäbe, in die Teilstriche eingelassen sind. Ein Lesekopf zählt die Impulse des sich vorbeibewegenden Maßstabs. Das Verfahren ist sehr genau und hat eine hohe Auflösung. Den Nachteil des Datenverlustes durch Zählfehler vermeiden Absolutmaßstäbe. Hier ist ein Weg oder Winkel nicht in gleichmäßige Teilstriche unterteilt, sondern jede Position nach einem Code unmittelbar eingetragen. Die hierfür aufwendigen Leseköpfe können jede Position exakt bestimmen.

180

4.2.5

Regelungskonzepte

In den letzten Jahren wurden viele Erkenntnisse im Bereich der Regelung fluidtechnischer Antriebe gewonnen, die zu einer erheblichen Leistungssteigerung dieser Antriebssysteme geführt haben. Diese Leistungssteigerungen wurden durch die Realisierung komplexerer Reglerstrukturen, als der früher üblichen rein proportionalen Rückführung erreicht. Aufgrund der typischen Eigenschaften fluidtechnischer Aktoren können Standard-Reglerbaugruppen mit PID-Verhalten nur sehr eingeschränkt eingesetzt werden. Der Einsatz von digitalen Reglerbaugruppen mit ihrer freien Programmierbarkeit bietet der Fluidtechnik neue Möglichkeiten. Aufgrund der Vielseitigkeit fluid technischer Antriebe hinsichtlich des Aufbaus (Linear- oder Rotationsmotor), der Regelung (primär oder sekundär geregelt) und nicht zuletzt der zu regelnden Größe (Position, Geschwindigkeit, Druck) können keine allgemeingültige Auslegungsgesetze hinsichtlich der Reglerstruktur und der Parametrierung gemacht werden. Vielmehr erfordert die antriebsseitige Vielfalt eine eingehende Betrachtung der jeweils vorliegenden Aufgabe durch den Projektierer. Die folgenden Betrachtungen sollen jedoch grundsätzliche Entscheidungshilfen und Parametrierunterstützungen bieten und weiterhin auf Hilfsmittel zur Auslegung hinweisen.

4.2.5.1

Regelung hydraulischer Servosysteme

Aufgrund der Vielzahl der hydraulischen Regelstrecken können nicht alle existierenden Varianten beschrieben werden. Die Modelle aller Antriebe lassen sich allerdings für viele Aufgaben hinreichend genau folgendermaßen darstellen (Abbildungen 4.35 und 4.36). - Ein oder zwei schwingungsfähige Teilsysteme, wobei bei vielen Reglerauslegungen nur ein schwingungsfähiges Teilsystem berücksichtigt wird, - ein je nach zu regelnder Größe frei angeschlossener Integrierer, der sich hinter dem schwingungsfähigen Teilsystem befinden kann. Für die regelungstechnische Betrachtung können Kenngrößen zugeordnet werden, die den jeweiligen Antrieb für viele Aufgaben hinreichend genau beschreiben. - Eigenkreisfrequenz Wo bzw. Eigenfrequenz Jo ( Wo = 27r}0): Bei der Eigenkreisfrequenz handelt es sich um die Eigenschwingung des signifikanten, schwingungsfähigen Teilsystems. Eigenfrequenzen bis ca. 50 Hz sind üblich. - Dämpfungsgrad D: Der Dämpfungsgrad beschreibt Dämpfungseigenschaften des schwingungsfähi-

181

x

u

Ventildaten:

v Qu

vQp Tv

Volumenstromsignalverstärkung : Volumenstromdruckverstärkung : Zeitkonstante

:

Zylinderdaten: AK Kolbenfläche Küp Lecköl druckabhängig KLiv Lecköl geschwindigkeitsabhängig V Volumen einer Zylinderkammer d N Zylinderreibung

Lastdaten: m : Lastmasse Fr..,,: Lastkraft

Bild 4.35. Signalflußplan eines Linearantriebs

U

SBL

, -'_ _ I

Bild 4.36. Signalflußplan des Linearantriebs mit normierten Größen

gen Teilsystems, für das Wo definiert wurde. Typisch liegen die Dämpfungsgrade zwischen 0,05 und 0,3, so daß es sich immer um schwach gedämpfte, schwingungsfähige Systeme handelt. - Streckenverstärkung Co: Die stationäre Streckenverstärkung des Antriebs vor einem gegebenenfalls vorhandenen Integrierer wird auch als Geschwindigkeitsverstärkung bezeichnet, da sie die Geschwindigkeit eines Zylinders bei konstantem Signal auf das Ventil angibt.

182

- Ventilzeitkonstante Tv : Oftmals kann das Ventil als PT I-Glied betrachtet werden, wobei dann Tv die Zeitkonstante des Ventils ist. Eine weitere Kenngröße ist die Kreisverstärkung VK • Sie gibt den statischen Übertragungsfaktor des aufgeschnittenen Regelkreises wieder. Der Regelkreis ist hierzu direkt vor dem Summenpunkt (Bildung der Regelabweichung) aufzuschneiden, da verwendete Hilfsregelkreise ansonsten nicht richtig berücksichtigt werden.

4.2.5.2

Einschleifige Regelung

Im folgenden wird beispielhaft die Lageregelung eines hydraulischen Zylinderantriebes mit Ventilsteuerung betrachtet. Einschleifige Regler verwenden nur die zu regelnde Größe als Eingangsgröße. Der Regler mit rein proportionalem Übertragungsverhalten (P-Regler) wird in der Hydraulik nur sehr beschränkt eingesetzt, da er die ohnehin geringe Dämpfung weiter herabsetzt . Hier hat sich der PPTI-Regler als gute Alternative erwiesen. Bei diesem Regler wird ein relativ schwacher P-Anteil unverzögert aufgeschaltet, um eine hohe Ansprechgeschwindigkeit zu behalten. Der größere Anteil wird über ein PT I-Glied verzögert aufgeschaltet, um einer Schwingungsneigung entgegenzuwirken. Wie aus Bild 4.37 ersichtlich wird, kann das PPT I-Glied auch als P-Glied mit zusätzlicher Geschwindigkeits-Mitkopplung interpretiert werden [4.1] .

PPTI zerlegt in P und DT1

PPTI -Regler

....

/

x mit DT1 verknüpft als

Bild 4.37. Interpretation des PPT1-Reglers

x interpretiert

183

Diese Mitkopplung der Geschwindigkeit führt bei hydraulischen Antrieben zu einer geringfügigen Absenkung der Eigenkreisfrequenz und gleichzeitig zu einer Erhöhung des Dämpfungsgrades. Betrachtet man das DT I-Glied als ein ideales D-Glied (sehr kleine Zeitkonstante), so können folgende Formeln für die resultierende Dämpfung und Eigenkreisfrequenz der Strecke angegeben werden.

ｷｾ＠

=

D*

=

wo\h + COKI D

(4.13) (4.14)

Um bleibende Regelabweichungen, die aufgrund von Reibeffekten auftreten können, zu verhindern, wird in der Regelungstechnik allgemein ein I-Anteil in den Regler eingebunden. Diese Maßnahme hat bei hydraulischen Positionierantrieben keinen positiven Effekt, - da sich aufgrund des in der Strecke befindlichen angekoppelten Integrierers eine kritische Phasendrehung ergibt, die durch den P-Anteil des Reglers nur gering zurückgedreht wird, so daß der I-Anteil nur extrem schwach gewichtet werden kann, - da bei einer geringen Restabweichung vom Sollwert eine ständige Arbeitsbewegung auftritt, - die Überschwingneigung des Systems erhöht wird. 4.2.5.3

Mehrschleifige Regelungen

Diese Regelungen verwenden neben dem Istwert, der an den Sollwert angeglichen werden soll, weitere Zustandsgrößen der Strecke. Bei einer Eingrößenregelung hängen alle Zustandsgrößen voneinander ab, wobei nur eine Zustandsgröße die Ausgangsgröße (Weg, Geschwindigkeit, Druck) darstellt. Jeder Systemordnung im regelungstechnischen Sinn läßt sich eine Zustandsgröße zuordnen. Sind alle signifikanten Zustandsgrößen und ihr Zusammenhang bekannt, so kann diesem System theoretisch jede beliebige Eigenbewegung aufgezwungen werden. Diese Aussage ist allerdings aufgrund der existierenden Nichtlinearitäten hydraulischer Strecken und vor allem der existierenden Signal- und Leistungsbegrenzungen (z. B. der Ventilschieberöffnung) nicht uneingeschränkt gültig. Vielmehr wird in der Praxis versucht, der Strecke eine gewünschte Dämpfung zu verleihen, um den P-Anteil der Regelung dementsprechend erhöhen zu können. Die Eigenkreisfrequenz kann nur unbedeutend erhöht werden, da hierzu eine hohe und schnell wechselnde Energiezufuhr über das Stellglied nötig wäre. Die vielfach verwendete Form des mehrschleifigen Reglers ist dreischleifig aufgebaut. Hier werden der Weg, die Geschwindigkeit und die Beschleunigung zurückgeführt (Bild 4.38).

184

x

- w

Kx

ｾＭ

Ｍ

Ｍｾｉ

ｉ＠

1

Bild 4.38. Dreischleifiger Zustandsregler

Durch diese drei Zustandsrückführungen lassen sich die Eigenkreisfrequenz und die Dämpfung beeinflussen. Die Aufschaltung der Beschleunigung (Beschleunigungsgegenkopplung) hat dämpfende Wirkung. Die Gegenkopplung der Geschwindigkeit hat einen entdämpfenden Effekt, erhöht aber die Eigenkreisfrequenz. Über eine Mitkopplung der Geschwindigkeit kann die Dämpfung weiter erhöht werden, wie dies bereits oben beim PPT 1-Regler dargestellt wurde. Wird an Stelle der Beschleunigung der Lastdruck als Rückführung verwendet (Bild 4.39), so muß dieser über ein DT1-Glied geschaltet werden, da ansonsten aus einer Störkraft eine bleibende Regelabweichung resultieren würde.

DTI ·Glied um statischen Signalanteil auszufiltern

ｲＭ

Ｍ

Bild 4.39. Lastdruckrückführung im Signalflußplan

Ｍｾ＠

- w

185

Ansätze zur Reglerauslegung

4.2.5.4

Der hydraulische Aktor läßt sich in weiten Bereichen hinreichend genau durch lineare Modelle beschreiben, so daß grundsätzliche Betrachtungen zur Auswahl des Regelalgorithmus und auch der entsprechenden Parameter anhand der linearen Regelungstheorie erfolgen können. Durch den Einsatz nichtlinearer Simulationen können die Bestimmung von Regelparametern verbessert und nichtlineare Zusatzmaßnahmen in der Regelung getestet werden.

Lineare Methode Die lineare Beschreibung des fluidtechnischen Antriebs kann in der Regelungstechnik grundsätzlich als Frequenzgang - bzw. Übertragungsfunktion (G(s), G(w) oder G(z)) oder im Zustandsraum erfolgen. Die Zustandsraumbeschreibung bietet den Vorteil, daß in ihr alle internen Prozeßgrößen zugänglich sind, wohingegen bei der Übertragungsfunktion nur die Eingangs- und Ausgangsgröße verwendet werden kann. Da der oben angesprochene Zustandsregler auf mehrere Zustandsgrößen (Weg, Geschwindigkeit, Beschleunigung) zugreift, bietet si ch die Zustandsraumdarstellung an [4 .15J . In der regelungstechnischen Literat ur werden zur Auslegung von Zustandsreglern verschiedene Methoden angegeben. Für den praktischen Einsatz hat sich die Polvorgabe als zweckmäßig herausgestellt . Bei dieser Methode werden den Polen der Übertragungsfunktion G( s) entsprechende Wunschpole zugeordnet . Aus diesen verschiedenen Polen kann dann der Rückführvektor berechnet werden. Die Pollagen der Strecke ergeben sich aus dem Integrierpol im Ursprung, dem Ventilpol auf der negativ-reellen Achse und dem konjugiert-komplexen Polpaar des PT2 -Gliedes. Aufgrund der besonderen Bedeutung des PT 2-Gliedes sollen hier drei Varianten gezeigt werden (Bild 4.40): - Der aperiodische Grenzfall (D = 1) Die heiden Pole fallen zusammen, so daß dieses Glied einer Reihenschaltung zweier PT I-Glieder mit gleicher Zeitkonstante entspricht. Im

Re

/ D=1 ｄ

/

ｾ ｏ ＮＷＰ

Ｗ＠

/ ｄ

ｾｏ＠

Bild 4.40. Einfluß des Dämpfungsgrades bei einemPT2 -Glied

186

- Die schnelle, fast überschwingfreie Sprungantwort (D = 0,7) Die Pole bilden mit der imaginären Achse einen 450 - Winkel, die Sprungantwort zeigt jedoch nur geringes Überschwingen. - Die ungedämpfte Schwingung (D = 0) Die Pole liegen auf der imaginären Achse, die Schwingung klingt nicht ab. Bei der Anwendung der Polvorgabe ergeben sich prinzipbedingt zwei Probleme, deren Lösung nicht grundsätzlich angegeben werden kann, sondern immer aus dem Systemverständnis folgt. - Die eingesetzten Zustandsregler führen in der Praxis nicht alle in der Strecke existierenden Zustandsgrößen zurück. Die Ventildynamik wird vernachlässigt. - Einer ideal linearen Strecke kann durch einen Zustandsregler theoretisch jede beliebige Dynamik verliehen werden, was praktisch nicht erreicht werden kann (Nichtlinearitäten, Begrenzungen). Folgende Vorgehensweise bei der Auslegung eines Zustandsreglers hat sich bewährt (Bild 4.41): - Berücksichtigung der Ventildynamik Der Zustandsregler wird nur dann eingesetzt, wenn die Ventildynamik wesentlich höher als die Streckendynamik ist. Das eingesetzte Ventil ist oftmals bereits mit einer integrierten Regelung ausgestattet. Ein Ventil pol wird unverändert gelassen und als Sollpol verwendet. Vorgabe der Pole des schwingungsfähigen PT2-Gliedes Das schwingungsfähige PT2-Glied mit seinen Kenngrößen Co, Wo und D stellt sich im Pole-Nullstellen-Plan als ein komplexes Polpaar dar, wobei die Größen Wo und D abgelesen werden können. Da der geregelte Antrieb mit seiner Eigenfrequenz nicht wesentlich über der Frequenz der ungeregelten Strecke liegen kann, wird als Wunschfrequenz die Eigenkreisfrequenz des ungeregelten Antriebs vorgegeben, somit bleibt der Abstand des Wunschpolpaars vom Ursprung unverändert. Da die Sprungantwort eines geregelten Antriebs möglichst schnell aber überschwingarm erfolgen soll, ergibt sich die gewünschte Dämpfung zu D = 0,7. Somit ist auch der Winkel des Wunschpolpaars zu 45 0 bestimmt. - Vorgabe des PTt-Pols aus dem Integrierer der ungeregelten Strecke Die mögliche Lage dieses Pols wird durch die Nichtlinearitäten der Strecke inklusive Stellglied begrenzt. Um diesen Pol zu bestimmen, wird zuerst experimentell ein P-Regler robust ausgelegt, der diesen Integriererpol auf der reellen Achse nach links verschiebt. Der Abstand des sich so ergebenden Pols wird verdoppelt und ergibt damit den letzten Wunschpol für die Polvorgabe. - Einsatz des Rückführvektors Aus diesen Pollagen kann dann der Rückführvektor berechnet werden. Der errechnete Vektor besteht aus vier Parametern, welche die einzelnen Zustands-

187

ｾ＠

Pollagen

verhalten

Sprungantworten

Auslegung

ungeregelte Strecke

P-Rcgler

+- F +- F Re

Re

vollständiger Zustandsregler

realer Dreischleifer

Nachoptimierter Regler

ｾ＠

:

Re

F·

+- F -}, F •

.

Re

Re

•

Bild 4.41. Schritte der Polvorgabe

größen zurückführen. Da - wie bereits gesagt - mit einer Verbesserung des Ventils nicht zu rechnen ist, wird dessen Parameter nicht zur Regelung verwendet, sondern nur die Parameter zur Gewichtung von Weg, Geschwindigkeit und Beschleunigung eingesetzt. - Experimentelle Optimierung des Reglers Der so gefundene Regler zeigt im allgemeinen bereits ein sehr gutes Regelverhalten bezüglich eines Sprunges der Führungsgröße. Dieses Verhalten läßt sich vielfach experimentell noch optimieren, da der Einfluß der Nichtlinearitäten nicht vollständig berücksichtigt werden kann. In Bild 4.42 ist ein Vergleich der Sprungantworten verschiedener Regler gezeigt.

188

ＱＰ｣ｭ

LI

Ｍｲ

ｾＭＬ］＠

Dreischleifiger Regler

I /

PPT1 -Regler

I

u,y P-Regler

"0 = 1251 /. D =0.1 Ty = 0.05 S

P.Regler: PPT,-Regler: Dreischleifer:

V. = 0.1 1/. V. = 0.151/s V. = 0.3 I/s

0.2 s

0.4. t

Bild 4.42. Sprungantworten verschiedener Regler

Nichtlineare Zusatzfunktionen Die Problematik eines integrierenden Anteils im Regler wurde bereits angesprochen_ Um Fehler aus einem verstellten Ventil oder einer äußeren Last zu kompensieren, wird ein schaltender Integrierer eingesetzt. Dieser wird, wie Bild 4.43 verdeutlicht, nur dann aktiv, wenn die Istgröße innerhalb eines Toleranzbandes liegt.

Regler

Signal wird nur geschaltet, Wenn für die Regelabweichung gilt: - Der Ausregelbereich ist erreicht (äußere Fensterung) - Eine minimale Abweichung wurde noch nicht unterscluinen (innere Fensterung)

Bild 4.43. Schaltender Integrierer

189

Durch die äußere Totzone wird ein zwangsläufiges Überschwingen bei einem Sollwertsprung vermieden, und die innere Totzone verhindert permanente Arbeitsbewegungen der Stecke aufgrund von Haft- und Gleitreibung. Eine weitere wichtige nichtlineare Zusatzfunktion ist die Linearisierung von Kennlinien. Um ein lineares Verhalten bei Elementen mit nicht linearen Kennlinien oder Kennfeldern zu erreichen, werden diese Felder abgelegt und die zu linearisierenden Größen als Indizes auf diese Felder verwendet. Hierdurch bekommen diese Elemente eine lineare Charakteristik, die der zur Auslegung benötigten entspricht. Diese Korrektur kann allerdings nur dort eingesetzt werden, wo diese Kennfelder zeitinvariant sind. Als typisches Beispiel kann hier die Kennfeldkorrektur eines Ventils genannt werden. 4.2.5.5

Regelung pneumatischer Servosysteme

Lageregelung Lagegeregelte servopneumatische Antriebe eignen sich aufgrund ihrer speziellen Leistungscharakteristik und ihres günstigen Leistungsgewichtes besonders für den Einsatz in Handhabungssystemen. Für viele Anwendungen reicht der Betrieb mit asynchronen Punkt-zu- Punkt-Steuerungen aus (asynchrones Pointto-Point-Verfahren), die sich durch sprungförmige Sollwertvorgabe aus7-eichnen. Zur Lösung anspruchsvollerer Aufgaben werden auch Bahnsteuerungen (Continuous-Path-Control-Betrieb) eingesetzt. Die kontinuierlich steuerbare Sollwertvorgabe des CPC-Betriebs ermöglicht die Synchronisation verschiedener Antriebsachsen. Asynchrone Positionierung (PTP-Verfahren). Die Dynamik pneumatischer Antriebe läßt sich im Lageregelkreis mit klassischen Regelungsverfahren nicht ausnutzen, weil durch den vergleichsweise geringen Dämpfungsgrad der Antriebe der geschlossene Regelkreis schon bei geringen Kreisverstärkungen zu Schwingungen angeregt wird. Dies gilt insbesondere beim Betrieb mit sprungförmiger Sollwert vorgabe, da die Antriebssysteme durch die hohen Beschleunigungen eine besonders starke Schwingungsanregung erfahren. Abhilfe schafft das bereits für hydraulische Antriebe beschriebene dreischleifige Regelungskonzept [4.12], das aufgrund seiner positiven Wirkung auf die Eigenkreisfrequenz und den Dämpfungsgrad pneumatischer Antriebe fast ausschließlich zur Anwendung kommt. Grundlage für den Einsatz dieser Regelungsstruktur sind in Abschnitt 4.2.3.2 aufgeführten dynamischen Modelle pneumatischer Antriebe, die sich wie hydraulische Systeme unter Vernachlässigung der Ventildynamik und aller Nichtlinearitäten als Verzögerungs glieder 2. Ordnung mit nachgeschaltetem Integrierer (PT 2-I-Charakteristik) darstellen lassen. Neben den oben beschriebenen Vorteilen der dreischleifigen Regelung verringert die Geschwindigkeitsgegenkopplung die Arbeitspunktabhängigkeit der Ge-

190

schwindigkeitsverstärkung, die bei servopneumatischen Antrieben aufgrund des Sättigungseffektes der Durchflußfunktion sehr ausgeprägt ist . Die Geschwindigdes mehrschleifiggeregelten Antriebs, wird nach folgender keitsverstärkung ｃｾ＠ Gleichung ermittelt.

•_ C0 -

Co 1 + CoKv

(4.15)

Der Vergleich der Geschwindigkeitsverstärkung der ungeregelten Strecke mit der Geschwindigkeitsverstärkung der geregelten Strecke in Bild 4.44.a verdeutlicht die Reduzierung der Betriebspunktabhängigkeit. Wie in Bild 4.44.b gezeigt, führt die direkte Abhängigkeit der Kreisverstärkung von der Geschwindigkeitsverstärkung zu einer deutlichen Linearisierung der Kreisverstärkung. Die Linearisierung der Antriebscharakteristik führt zu einem verbesserten Regelverhalten, so daß auf eine nichtlineare Korrektur der Geschwindigkeits-Signalfunktion in vielen Fällen ganz verzichtet werden kann. Bahnregelung. Bahnregelung servopneumatischer Antriebe erfolgt sinnvollerweise mit elektrischen Roboter- oder CNC-Steuerungen. Um die Integration der Antriebsregelung in eine handelsübliche Roboter- oder CNC-Steuerung zu vereinfachen, wird die in Bild 4.45.a dargestellte dreischleifige PTP-Regelungsstruktur geeignet umgeformt. Man erhält durch Umformung der Stellgrößengleichung der Strecke

Geschwindigkeitsregler

Col Co· 20

ｾｃｯｬ＠

1:1-

X

Co

ern/sV 10

ｋｸｃｯ

Kx

Co. ｾ＠

Co

Q

Co

Co"

--- ----0

"W?ITO

ｾｓ＠

5

0

VK

ｾ＠

Kx,

-

lIs

P- Reg ler

10

W W

b

VK : Kx ,.Co

Kx 2-Co

·cer

VK : .K- Co = K x2 1

x ·

Y

P+G - Regler

20 X

10

-----

P-Regler 1

V

ｋｘ

0 0

Kx , ｾ＠ Ｒｾ＠

1 V/ern 6V/ern

5

V

10y

Bild 4.44.a,b: Linearisierung der Geschwindigkeits- und Kreisverstärkung durch die Geschwindigkeitsgegenkopplung. a Geschwindigkeitsverstärkung Co. b Kreisverstärkung VK

191 1

｟ｾＭｄｴｱｘｩｳ＠

1

"'i15-- D Ki

WS

8c-

K.

xSOII

a

L: Lageregier b

G: Geschwindigkeitsregler

digitale Steuerung

Generierung der Bahn

r digitale Regelung

W

Rückmeldung

- - --

P - Regler

x

Kv (w-x) digitale Regelung

x, x - Regler

1-- -

I

1ｾ＠

c

Bild 4.45. Signalverarbeitungskonzept für die Bahnsteuerung servopneumatischer Antriebe

PTP-Regelung

C1.l6) in die SteIlgrößengleichung der CNC-Regelung

'}(

nllt

v

=

Ie Ie.

(4.17)

192

die in Bild 4.45.b dargestellte kaskadierte Struktur, wie sie auch für elektrische Antriebe üblich ist. Im Gegensatz zur Drehzahlregelung elektrischer Antriebe wird bei pneumatischen Antrieben die untergeordnete Geschwindigkeitsregelung häufig digital ausgeführt, damit nichtlineare Regleranteile problemlos berücksichtigt werden können. Damit ergibt sich eine Gesamtreglerstruktur der Signalverarbeitung gemäß Bild 4.45.c. Wie die dargestellte Gesamtstruktur zeigt, wird das Produkt aus Lageabweichung und Gewichtungsfaktor K v zur Bildung des Geschwindigkeitssollsignals herangezogen. Bei konstanter Geschwindigkeit stellt sich ein Schleppfehler ein, der umgekehrt proportional zur Kreisverstärung und proportional zur Geschwindigkeit ist. In der numerischen Steuerungstechnik wird häufig der Faktor K v zur Angabe der Kreisverstärkung verwendet. Die Kreisverstärkung der kaskadierten CPC-Regelung fiuidtechnischer Antriebe berechnet sich jedoch zu (4.18)

Wie Gleichung (4.18) zeigt, ist eine Gleichsetzung der Kreisverstärkung VK mit dem Faktor K v für die hier betrachteten Regelkreise unzulässig. Die kaskadierte Regelung bietet den Vorteil, daß sich Geschwindigkeits- und Lageregier unabhängig voneinander einstellen lassen. Da die äußere Lageregelschleife eine vergleichsweise geringe Dynamik aufweist, reichen für die Sollwertgenerierung und Lageregelung längere Abtastzeiten aus, so daß lediglich für den Geschwindigkeitsregler mit einer hohen Abtastfrequenz (Tab< 4 ms) gearbeitet werden muß. Nichtlineare Maßnahmen zur Kompensation der Umkehrspanne. Haftreibung und Leckage führen im Bereich kleiner Stellgrößen zu einer Umkehrspanne in der Geschwindigkeitsverstärkung Co. Bei gleichbleibender RegIereinstellung verringert sich im Bereich der Umkehrspanne die Reglergenauigkeit lagegeregelter Antriebe. Diese Eigenschaft von Servoantrieben kann durch nichtlineare Maßnahmen kompensiert werden. Beispiele hierfür sind die im Bild 4.46 dargestellte nichtlineare Parametrierung des Geschwindigkeitsreglers und die unstetige Anfahrschwellenkompensation in Bild 4.47. Diese bei den Maßnahmen sind sowohl für die Positionierung als auch für die Bahnregelung geeignet. Werden hohe Anforderungen an die Positionier- und Bahngenauigkeit servopneumatischer Antriebe gestellt, so reicht die Linearisierung der Kreisverstärkung durch eine proportionale Geschwindigkeitsrückführung nicht aus. Eine Optimierung des Geschwindigkeitsreglers, der sich im kaskadiert aufgebauten Lageregier ohne Berücksichtigung der übergeordneten LageregIerschleife einstellen

193

Kii

Kx a ·x

oX

ｾ＠

ｾ＠

0.6,....ｾＭ ＭＬ

Ｍ

｟Ｎ＠

ｾ＠

ｾ＠

Vs 2/cm

ＰＮＴＡ］ｴｾＲ＠

ｾ＠

ü

:2 0.2 rr-----oo;;::-+-

- - -- --to.oo 1

(fJ

ｾ＠ :J

.gJ

LJ C

ｯｾＭ］ｊ＠

3:

J::

o cn

10

cm/s

-.9?

100

J::

Geschwindigkeit X

Q)

C9

o

C :J Ü

cn

Q)

co

b

ｾ＠

Ol

c

2 J:: :2 ;:,c

Ql

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o

g

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LJ

Ｎｾ＠

C

3:

;:,c

Ü

.gJ

J::

cn

Q)

LJ C

Q)

C9

3:

2.25

'.50 Zeit

6,75

J::

o cn

5

Q)

t

C9

1. Sollgeschwindigkeit

2. Istgeschwindigkeit

\IV

X

c 3. Geschwindigkeitsrückführung

Kx

Bild 4.46.a-c: Nichtlineare Geschwindigkeitsregelung. aRegIerstruktur. b Reglerfaktoren. c Zeitlicher Verlauf der Parameteranpasssung

läßt, wird daher mit dem Ziel durchgeführt, die Nichtlinearität der Geschwindigkeitsverstärkung im Bereich der Umkehrspanne zu kompensieren. Wie Bild 4.46 zeigt, kann durch ein Anheben der Geschwindigkeitsrückführung bei kleinen Geschwindigkeiten ein vibrationsarmes Langsamlaufverhalten erzielt werden . Wird für jede Sollgeschwindigkeit eine optimale Reglereinstellung ermittelt, so ist der Antrieb in der Lage, einem veränderlichen Sollgeschwindigkeitsprofil zu folgen.

194

:>oe

ｾ＠ ｾ＠

ｾ＠

Ｇ ｾ＠ ｾ＠

.3

-19 ｲｬ ｴｾ］Ｚｪ

cm

Ｍ ＱＹ＠ cm

:>oe

-24,5

-21.,5 ｾ＠

- 30

-30

-35,S

-35,5

.3

1.1

:

I - 41

o

1,75

3,5

5,25

5

7

ｾ＠

g ｾ＠

ｾ＠

Regelstruktur: X i!.I

Zeit t

1000""'---'---"--"T--or---, 100 '!S Ｒ＠ cm/s ｾ＠ § 500 50 ｾ＠

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. ｾ｣ｭＯｳ ｾ＠

c

ｾ＠

ｾ＠

0

L

U

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-5 ｾ＠ ｾ＠

- 500

I -1000

o

0,225

0,1.5 0,675 Zeitf

5

-50 ＠ｾ I -100 I 0,9

:>oe

ｾ＠

600 ｾ＠ 80 1,2

Cw

420

{Je

165 7,8

p

> 0,6 > 600 > 80

220 7,9

Quarz

2,31 .10- 12 -0,73 .10- 12 .10- 12 .10- 12 4,52 4,68 12,'8 .10- 12 9,6 .10- 12 .103 107 .103 107 0,10

As/N As/N As/N As/N

.. .4000 ... 150 1,4

N/mm2 N/mm2 W/mK

783

Ws/kgK

583 2,65 .103

°C kg/m3

m 2 /N m 2 /N N/mm2 N/mm2

wie der Temperatur ab und liegt bei statischen Feldern etwa zwischen 500 und 1000 V /mm. Die Sicherheitsgrenzen in bezug auf mechanische Depolarisierung sind stark materialabhängig und können nicht allgemeingültig angegeben werden. Für den Aktorbetrieb ist die Kennlinie S(E) der polarisierten Keramik maßgebend, s. Bild 5.29. Die erzielbare Maximaldehnung wird durch Sättigung und Umpolarisierung begrenzt. In der Praxis bleibt man weit unterhalb dieser kritischen Feldstärken, um nichtlineares Verhalten in akzeptablen Grenzen zu halten, d. h. man nutzt nur einen Teil der Kennlinie, wie Bild 5.29 es zeigt. Normalerweise wird die Steuerspannung in Polarisationsrichtung angelegt. Für spezielle Anwendungen ist es auch möglich, die Betriebsspannung entgegengesetzt zu polen. Sie darf dann allerdings nur etwa 20% der Nennspannung betragen, andernfalls kann elektrische Depolarisierung auftreten.

262

1

p (fm 2

Ps

0,3 02 0,1 0 - 0,1 - 0,2

1

- 5,

1O- 3m/m

1,5

ｪＮｴｾＯ［ﾷｉ＠

r

5,

3 2

1 53

0,5

10- 3m/m

-1,5

-1

-0,5

0

0.5

1

1,5

-.L_ kV/mm

Bild 5.29. Kennlinienverläufe P(E) und S(E) für die Piezokeramik PXE 52 bei T [5.12])

= 0 (nach

Da sich Piezomaterialien anisotrop verhalten , ist der Piezoeffekt von der Richtung des steuernden elektrischen Feldes und von der betrachteten Wirkrichtung relativ zur Polarisationsachse abhängig. Bild 5.30 zeigt dies am Beispiel einer Keramik, an die in Polarisationsrichtung eine Spannung U gelegt wird. Bild 5.30.a beschreibt die Dehnung 1).1/1 in Feldrichtung: Längs- oder Longitudinaleffekt. Dieser zeigt aufgrund des hohen d33 - Wertes den größten Wirkeffekt und wird bevorzugt eingesetzt. Bild 5.30.b stellt die Dehnung 1).8/8 quer zur Feldrichtung dar: Quer- oder Transversaleffekt. Bemerkenswert ist, daß hier der Hub auch von den Materialabmessungen abhängt und der Einfluß des Quotienten 8/1 auf Steifigkeit und Längenänderung gegenläufig ist. Daneben gibt es auch Schubeffekte, die allerdings eher für die Sensorik genutzt werden und für die Aktorik keine Bedeutung haben. Piezokeramiken können neben dem Piezoeffekt, der Ferroelektrizität und ihren mechanisch-thermischen Festkörpereigenschaften noch weitere Effekte zeigen. So treten bei Ferroelektrika aufgrund von Temperaturänderungen Polarisations- und Feldstärkeänderungen auf, die zu Ladungen an den Oberflächen und zu elektrischen Feldstärken im Material führen können. Besonders bei niederfrequenten Anwendungen kann diese sog. Pyroelektrizität sich störend bemerkbar machen. Schaltet man zur Ableitung der pyroelektrischen Ladungen einen ohmschen Widerstand parallel zum Piezowandler, führt dies auch zu einer Anhebung der unteren Grenzfrequenz (vgl. Bild 5.34).

263

1l[=d 33 U

Ils

=+ ·d

CE _ a·s

CPE

_ a·[ - - E-

p-sq

S11 S

33

a

31 U

b

Bild 5.30.a,b: Reziproker Piezoeffekt in polarisierter Keramik. a Längseffekt. b Quereffekt ＨｃｾＺ＠ Steifigkeit des Piezomaterials bei E=konst.; nach [5.12])

Bei ferroelektrischen Materialien addiert sich zum linearen Piezoeffekt nach Gleichung (5.18) eine vom Quadrat der elektrischen Feldgrößen abhängige Dehnung. Dieser Dehnungsanteil ist bei den üblichen Materialien vernachlässigbar klein; er kann aber gezielt gezüchtet werden und dann die Stärke des linearen Piezoeffekts erreichen. Dieser sog. elektrostriktive Effekt ist unabhängig von der Polarität der Steuerspannung, und die entsprechende Kennlinie S( E) zeigt eine äußerst geringe Hysterese. Der Effekt ist langzeitstabil (kein Kriechen, gut reproduzierbar), andererseits ist der Temperatureinsatzbereich auf etwa 30 K begrenzt und der Effekt ist nicht reversibel. Der elektrostriktive Effekt hat für den Wandlerbau derzeit untergeordnete Bedeutung. 5.7.2.2

Aufbau von Piezowandlern

Piezowandler können entweder mit den am Markt verfügbaren Piezokeramiken vom Anwender selbst aufgebaut werden oder er greift auf das vielfältige Angebot einsatzfertiger Wandler in Form konfektionierter Typenreihen zurück. Bild 5.31 vermittelt einen Eindruck vom Lieferspektrum eines führenden deutschen Herstellers von Piezowandlern. Stapeltranslatoren (stacked design) Aufbau. Bei dieser am häufigsten angewendeten Bauweise besteht der aktive Teil des Wandlers aus einer Vielzahl dünner Keramikscheiben, meistens mit Dicken zwischen 0,3 und 1 mm, auf denen sich metallene Elektroden, z. B. aus Nickel oder Kupfer, für die Zuführung der Betriebsspannung befinden. Die Schei-

264

Bild 5.31. Ausführungsbeispiele für Piezowandler (Werk bild Physik Instrumente, Waldbronn)

ben werden paarweise mit entgegengesetzter Polarisationsrichtung übereinander geschichtet und verklebt, anschließend wird der Stapel gegen äußere Einflüsse mit elektrisch hochisolierenden Materialien hermetisch abgeschlossen. Bild 5.32 zeigt, daß der Stapel elektrisch parallel und mechanisch in Reihe geschaltet ist; sein Stellweg ist die Summe aus den Längenänderungen 6.1 der Einzelelemente, vgl. Bild 5.30. Das angelegte Feld und die erzeugte Dehnung verlaufen in Polarisationsrichtung; es wird also die Piezokonstante d33 genutzt (longitudinaler Effekt). Eine Federvorspannung - meist durch Dehnungsschrauben oder wie in Bild 5.32 durch geschlitzte Rohrfedern realisiert - macht den Wandler auch für Zugkräfte einsetzbar. Isolator

Piezoscheibe

Rohrfeder

Bild 5.32. Stapeltranslator.

265

Statisches und dynamisches Verhalten. Die statische Kennlinie S{E) in Bild 5.29 gilt für den unbelasteten Fall (Leerlauf, d. h. T = 0 in Gleichung (5.18.b)). Bei Belastung werden Piezowandler elastisch verformt, was der Summand sET in Gleichung (5.18.b) berücksichtigt. Man unterscheidet hierbei zwei Fälle: - Die Last ist konstant, z. B. eine Gewichtskraft Fa. In diesem Fall erfolgt wegen sE = ａＯｃｾｚＬ＠ T = Fa/A eine Verschiebung der gesamten Kennlinie um (5.20) erhält man aus Gleichung (5.18.b), wenn E = 0 (vgl. Die Federkonstante ｃｾ＠ auch Bild 5.30). Solange die maximal zulässige Last nicht überschritten wird, bleibt also das ursprüngliche Ausdehnungsvermögen der Piezosubstanz erhalten, s. Bild 5.33.a. - Die Last ist wegabhängig, z. B. eine Federkraft FF. Mit FF = ＭｃｆｾＯＧ＠ folgt aus Gleichung (5.18.b) in der Form ｾＯＧ＠

-Z-

=-

ｃｆｾＯＧ＠

ｾｉ＠

(5.21.a)

Cpl +-1

unmittelbar die effektive Dehnung

ｾＯＧ＠

ｾｉ＠

-1- = -I

(

Cp ) Cp + CF .

(5.21.b)

In diesem Fall bleibt der Kennlinienursprung zwar erhalten, die maximal erzielbare Dehnung wird aber um den Faktor Cp/(Cp+CF) reduziert, s. Bild 5.33.b. Im Extremfall CF -+ 00 (feste Einspannung des Wandlers) erzeugt der Wandler seine maximale Kraft, die sog. Klemm- oder Blockierkraft. Sie folgt ebenfalls aus Gleichung (5.18.b), wenn S = o. ..11

.11 ｾ＠

ｾ＠

K

ｾ＠

"E

" K

-" e

"E ""

- E

ｾ＠

""I

""I

ｾ＠

a

UIOOX

U

U

b

Bild 5.33.a,b: Statische Kennlinie eines Stapeltranslators. a Konstante Last. b Wegabhängige Last

266

Mit den Gleichungen (5.18) läßt sich zeigen, daß man den Eingang eines idealen piezoelektrischen Wandlers als elektrischen Kondensator mit der Kapazität C und seinen Ausgang als mechanische Feder mit der Steifigkeit Cp auffassen kann. Bild 5.34.a beschreibt dies für den d33 - Wandler, doch gilt die Aussage prinzipiell für alle Piezowandler. Da im Realen C immer verlust behaftet und Cp stets massebehaftet ist, hat der Amplitudengang von Piezowandlern eine elektrisch bestimmte untere Grenzfrequenz und eine mechanisch bedingte Eigenfrequenz, s. Bild 5.34.b. Im oberen Frequenzbereich wirkt der Wandler als schwach gedämpftes PT 2System mit der Eigenfrequenz (5.22)

wobei die effektiv bewegte Masse meff bei einseitiger Befestigung des Wandlers entweder m/2 (m: Wandlermasse) oder M + m/2 (M: Lastmasse) gleichzusetzen ist. Bei kommerziellen Stapeltranslatoren liegt 10 im kHz-Bereich. Als Anhaltswert gilt, daß marktübliche Wandler bis maximal 80% ihrer Eigenfrequenz betrieben werden können. Die Einstellzeit, das ist die Zeit dauer tE bis zum Erreichen der Nennausdehnung, beträgt erfahrungsgemäß (5.23) Bei sinusförmigem Betrieb mit der Frequenz 1 und der maximalen Ausdehnungsamplitude L5J wirkt in der Keramik eine Kraft mit dem Scheitelwert (5.24)

Hierbei können im Material Beschleunigungen bis zum Vieltausendfachen der Erdbeschleunigung auftreten. ii

ｵｾ＠

e

d 33

epE u

F,

=

v

=--E " d 33 p

1

.

e

F,

ep

ｾｶ＠

tJl u

ＺＢｴＧｾｩｨ＠ｲ /1 fg

(v=jLJiJl)

ｾ＠

I fo f-

a

b

Bild 5.34.a,b: Dynamisches Übertragungsverhalten von Stapeltranslatoren. a Ersatzschaltbild des idealen Wandlers (d33-Translator). b Prinzipieller Amplitudengang des realen Wandlers

267

Aufgrund seines kapazitiven Eingangsverhaltens nimmt ein piezoelektrischer Wandler nur während des Ausdehnungsvorgangs elektrische Energie auf. Im statischen Betrieb fließt ein vernachlässigbar geringer Verluststrom (JlA-Bereich), was eine untere Grenzfrequenz fg im JlHz- Bereich nach sich zieht. Jede Ausdehnungsänderung ist mit einer Ladungsverschiebung und daher mit einem Strom

i

= C du dt

(C

= konstant 8 )

(5.25)

verbunden. Für Konstantstromsteuerung folgt aus dieser Gleichung die Zeitdauer zum Aufbau der Spannung U an der Piezokeramik zu U t=CI

(U(t

= 0) = 0).

(5.26)

Diese Zeitspanne verhält sich direkt proportional zur Kapazität des Wandlers und umgekehrt proportional zum Steuerstrom; das ist wichtig für die Auslegung der erforderlichen Steuerelektronik, vgl. Abschnitt 5.7.2.3. Für sinusförmige Ansteuerung erhält man aus Gleichung (5.25) die Stromamplitude i = wCu, (5.27) die ein elektronischer Steller zum Umladen der Keramikkapazität aufbringen muß. Aus Gleichung (5.27) läßt sich auch die obere Frequenzgrenze für den Fall abschätzen, daß ein Verstärker den maximalen Ausgangsstrom i = i max liefern kann. Zu berücksichtigen ist auch, daß aufgrund der Hysterese (s. Bild 5.29) im dynamischen Betrieb elektrische Wirkleistung in Wärme umgesetzt wird, was bei extremen Betriebsbedingungen zu thermischer Depolarisierung der Keramik führen kann. Grundsätzlich wird die elektrische Spannung zur Erzeugung der erforderlichen Feldstärke in ihrem Wert durch die Dicke der Keramikscheibe bestimmt. Daher erreichen die dünnen Multilayer-Keramiken bereits bei Nennspannungen im 100-V-Bereich (" Niedervoltaktoren") die gleiche Dehnung wie tradi tionelle Keramiken mit Spannungen im kV-Bereich. Bei konstanter Bauhöhe verhält sich die Kapazität des Stapeltranslators umgekehrt proportional zum Quadrat der Scheibendickej daher liegen die Kapazitätswerte von Multilayer-Translatoren im JlFBereich, und der Lade- oder Umladestrom wird entsprechend Gleichung (5.27) wesentlich größer. 8Diese Voraussetzung ist nur näherungsweise erfüllt, da die in den Datenblättern - meist für kleine Signale - angegebenen C-Werte aussteuerungsabhängig sind.

268 Tabelle 5.15. Typische Kennwerte von Piezowandlern

Stapelbauweise

Nennstellweg Steifigkeit Eigenfrequenz Druckbelastbarkeit Zugbelastbarkeit Nennspannung Elektr. Kapazität Therm. Stabilität

Normal

Spezial

5... 70 18 ... 260 6... 50 ... 1000 ... 100 150 ... 1500 ... 90 0,1. .. 0,7

... 90 ... 2000 ... 50 ... 30000 ... 3500 ... 1500 ... 130 ... 0,8

Streifen- DiskHybridbauweise Translator Bauweise

... 45 ... 15 ... 13 ... 450 ... 100 ... 1000 ... 145 ... 0,7

50 ... 200 0,15 ... 0,3 1,1. .. 2,5 20 ... 50 ... 20 ... 1000 16 ... 70 1,0 ... 4,8

... 100 ... 1,4 ... 2,2 ... 50 ... 50 ... 1000 ... 70 ... 2,0

J.lm N/J.lm

kHz N N V nF J.lm/K

In Tabelle 5.15 sind typische Kennwertebereiche von kommerziellen Piezowandlern in Stapelbauweise und anderen Bauarten zusammengestellt. Streifentranslatoren (laminar design) Im Gegensatz zur Stapelbauweise wird hier die Piezokonstante d31 und damit die Dehnung senkrecht zur Polarisations- und zur Feldstärkerichtung genutzt (Transversaleffekt). Der Effekt ist umso stärker ausgeprägt, je größer der Quotient Länge/Dicke (8/1) des Piezoelementes ist, vgl. Bild 5.30.b. Dies führt auf streifenförmige Elemente mit geringer Steifigkeit, deshalb schichtet man wie bei den Stapelwandlern mehrere Streifen zu einem sog. Laminat und verbessert auf diese Weise die mechanische Stabilität. Die Anwendung des Transversaleffektes ergibt flach bauende Wandler, die sich proportional zur angelegten Spannung verkürzen, da d31 negativ ist. In Tabelle 5.15 findet man einige typische Kennwerte, Bild 5.31 zeigt im Vordergrund ein Ausführungsbeispiel. Biegeelemente (bimorph design) Biegeelemente nutzen ebenfalls den Transversaleffekt. Sie können beispielsweise aus einem Federmetall und einer darauf befestigten PZT-Keramik bestehen (U nimorph). Erfährt die Keramik eine Längenänderung, während der Metallträger seine Länge beibehält, gleicht das Element das unterschiedliche Dehnungsverhalten aus, indem es sich - phänomenologisch vergleichbar einem Thermobimetall biegt. In der Ausführung als Disk-Translatoren sind die Elemente kreisförmige Scheiben von wenigen Zentimetern Durchmesser, die Stellwege bis einige 100 J.lm ermöglichen, s. Bild 5.31 Mitte.

269

In ähnlicher Weise lassen sich auch zwei dünne Keramikstreifen verbinden, von denen sich einer ausdehnt und der andere zusammenzieht (Bimorph) . Hierbei kann man zwei Ausführungsformen unterscheiden: Beim Serienbimorph sind die bei den Piezolamellen gegensinnig, beim Parallelbimorph sind sie gleichsinnig polarisiert, s. Bild 5.35.

ｵ Ｌｾ＠

U,i I ｾ＠

Bild 5.35. Parallel-Bimorph-Wandler. Für die Vorspannung U1 und die Steuerspannung U2 gilt U2 < U1 (nach [5 .12])

Im Vergleich zu Translatoren haben Biegeelemente eine -

größere Auslenkung, geringere Steifigkeit, kleinere Blockierkraft, niedrigere Eigenfrequenz.

Tubusse (tube design) Hierbei handelt es sich um rohrförmige Piezokeramiken mit metallisierten Mantelftächen, s. Bild 5.36. Die Steuerspannung wird in Polarisationsrichtung angelegt, und die Auslenkung in axialer Richtung beträgt ｾｳ＠

= (sjd)d31 U.

(5.28)

Wenn d31 negativ ist, wird s kleiner und d größer. Tubusse finden beispielsweise Anwendung als Klemmvorrichtung in Verbindung mit Präzisionswellen, s. Inchworm-Motor.

+

Bild 5.36. Piezowandler in Tubusform

270

Hybrid-Bauweise (hybrid design) Bei hybriden Wandlern wird die piezoelektrisch erzeugte Dehnung durch eine mechanische Wegübersetzung vergrößert; die Steifigkeit einer solchen Anordnung nimmt aber mit dem Quadrat des Übersetzungsverhältnisses ab und ist wesentlich kleiner als bei der Stapelbauweise. Hybrid aufgebaute Wandler für Stellwege bis 1 mm und mit Kräften von einigen 10 N werden mit Festkörpergelenken (Biegezonen) gefertigt, die als elastische Gelenkpunkte kleine Winkeländerungen spielfrei in Parallelbewegungen umsetzen. Bild 5.37 zeigt das Prinzip; ein Ausführungsbeispiel ist in Bild 5.31 (Mitte) zu sehen. Bewegungsrichtung -

(

PiezowarlJler

J I:jv \, ｭＡＧｇｾＬ＠ ｾ＠

1.1

jh

n

J

Bild 5.37. Piezowandler in Hybrid-Bauweise. Hebelübersetzung mit Geradführung ｉｮ｣ｨｷｯｲ｡Ｍｾｴ＠

Die Bezeichnung Inchworm rührt daher, daß die erste Version dieses Linearmotors einen maximalen Stellweg von 1 in hatte, und sein Bewegungsablauf dem eines Wurmes ähnelt. Bild 5.38 beschreibt das Prinzip: Eine glatte Welle, die axial positioniert werden soll, wird von einem Stator, der drei PiezokeramikElemente enthält, auf einem Teil ihrer Länge umschlossen. Die beiden äußeren Elemente sind Tubusse (d33-Mode) und sitzen mit einer Spielpassung auf der Welle. Werden die Elemente elektrisch angesteuert, so klemmen sie die Welle fest. Das mittlere Piezokeramik-Element ist zylinderförmig (d3r Mode), ebenfalls konzentrisch zur Welle und dehnt sich beim Anlegen einer Spannung in axialer Richtung. Der Bewegungsablauf wird von einer elektronischen Steuerung wie folgt koordiniert. Zunächst klemmt Ring 1 die Welle (1), Zylinder 2 dehnt sich (2) und schiebt dabei die Welle nach links. Nun klemmt Ring 3 die Welle ebenfalls (3), danach öffnet Ring 1 wieder (4). Die Welle wird jetzt von Ring 3 gehalten und Zylinder 2 verkürzt sich wieder (5). Nun klemmt Ring 1 die Welle (6) und Ring 3 öffnet sich (7). Der Zylinder 2 dehnt sich wieder und der Ablauf beginnt von neuern. Die Passung zwischen Welle und Piezoringen muß sehr genau eingehalten werden; sie ist temperaturabhängig und unterliegt Verschleiß. Da die Verbindung

271 1

ｾ＠

- l.

2

3

.'

ｾ

E@; I .

ｧ ｾ＠

.,

'G"] § ·G J C

stellweg Wegauflösung Geschwindigkeit (vmaJ Vmin=

Axiale Last

(1)

(2 )

( 3)

'6&;. 0 2§J E§J E§§

(4 )

(5 )

(6)

(7 )

6 ... 200mm 2 ... 4 nm 0,S ... 2mm/s

S·10 5 ) O,S 1,S kg

Bild 5.38. Inchworrn-Motor. Bewegungsablaufund Kennwerte (nach [5.13])

reibschlüssig ist, kann eine genaue Positionierung nur in geschlossener Wirkungskette in Verbindung mit einem Wegaufnehmer erfolgen, vgl. Abschnitt 5.7.3.1. In Bild 5.38 sind typische Daten von kommerziellen Ausführungen dieses Antriebs mitgeteilt.

Ultraschall- Motor Beim Ultraschall-Motor werden mechanische Schwingungen im Ultraschall-Bereich für den Antrieb genutzt. In Bild 5.39 besteht der Stator aus zwei kreisförmigen Piezokeramikscheiben, die sich aus je acht in Umfangsrichtung abwechselnd polarisierten Segmenten zusammensetzen und die fest miteinander verbunden sind. Beide Scheiben sind um 1/4 Segment (d. h. >"/4) gegeneinander versetzt und werden mit je zwei um 1/4-Periode zeit verschobenen sinusförmigen Wechselspannungen angesteuert 9 • Es entstehen vier umlaufende Ultraschall-Wellen, die auf einen fest mit den Scheiben verbundenen elastischen Körper übertragen werden. Auf den Wellenbergen liegt der Rotor, eine Scheibe mit geeignet ausgelegten Reibeigenschaften, die sich entgegen der Wellenumlaufrichtung dreht. Die Vorspannkraft zwischen Stator und Rotor wird mit einer Mutter über eine Federscheibe eingestellt. Ultraschall-Motoren sind relativ kräftige Langsamläufer, die nur bedingt für Dauerlauf-Anwendungen geeignet sind, aber in entsprechenden Anwendungen ohne Getriebe eingesetzt werden . Sie verfügen im stromlosen Zustand über ein 9Ygl. di e Ähnlichkeit zur Wirkungsweise von Asynch ronmotoren (Abschni t t 3.4. 1.2)

272

Kennwerte Nenndrehzahl Nennmoment Nennspannung Wirkungsgrad Durchmesser Höhe Gewicht

400 min- I 2,5 Ncm 12 V(DCl 45 % 40 mm 12 mm

70 g

Bild 5.39. Ultraschall-Motor. Ausführungsbeispiel und Kennwerte (nach [5.14])

hohes Haltemoment, und bei Überlast übernehmen sie die Funktion einer Rutschkupplung. Die Motoren arbeiten leise und ruckfrei. Da die Kraftübertragung über Reibschluß erfolgt, muß die Positionierung ebenfalls in geschlossener Wirkungskette (Lageregelung) erfolgen. Ultraschall-Motoren stehen heute an der Schwelle eines großtechnischen Einsatzes; bekannt geworden sind Anwendungen als Antrieb der Scharfeinstellung in Spiegelreflexkameras und Camcordern, sowie umfassende Evaluationen der Einsatzmöglichkeiten in einem Fensterheberantrieb für Personenkraftwagen. Die Daten eines Prototyps der Firma Matsushita sind in Bild 5.39 aufgeführt. In Tabelle 5.16 sind einige für die Aktorik wichtige Vor- und Nachteile von Piezowandlern zusammengefaßt. 5.7.2.3

Elektronischer SteHer

Wenn die kurzen Reaktionszeiten von Piezowandlern voll genutzt werden sollen, müssen die elektronischen Steuerschaltungen bei hohen Spannungen kurzzeitig auch hohe Ströme liefern können, s. Gleichungen (5.26) und (5.27). Grundsätzlich gibt es zwei Möglichkeiten: Spannungsansteuerung und Ladungsansteuerung. Die erstgenannte ist einfacher zu realisieren, allerdings weist der Dehnung-Spannung-Verlauf eine beträchtliche Hysterese auf. Umgekehrt erfordert die Ladungsansteuerung (Konstantstromsteuerung) einen höheren Schaltungsaufwand, bietet dafür jedoch den Vorteil eines nahezu linearen ｄ･ｨｮｵｧｾｌ｡ﾭ dung-Zusammenhanges. Zusätzlich ist zu unterscheiden, ob ein Schalt- oder ein AB-Verstärker zum Einsatz kommen soll (vgl. Abschnitt 2.11); die für Festkörperwandler wichtigen Eigenschaften beider Verstärkerarten sind in 5.17 vergleichend gegenübergestellt. Bild 5.40 zeigt den Geräteplan eines Schalt-Verstärkers zur Spannungsansteuerung. Das Steuersignal mit einem Spannung-Zeit-Verlauf im Amplitudenbereich

273 Tabelle 5.16. Wichtige Eigenschaften von Piezowandlern

Vorteile

Nachteile

- Große Kräfte realisierbar, hohe - Kennwerte des Keramikmaterials Steifigkeit temperatur- und alterungsabhängig - Roher elektromechanischer Wirkungs- - Piezoeffekt kann durch hohe Temperaturen, große Feldstärken oder megrad chanischen Schock verloren gehen - Ausgeprägte Kennlinienhysterese - Sehr kurze Reaktionszeiten (Jls-Bereich) - Vernachlässigbar kleine Leistungs- - Starke Erwärmung des Keramikmaaufnahme im statischen Betrieb terials im dynamischen Betrieb - Unterschiedliche Zuordnungen von - Rochspannungsnetzteil für kapazitive Last (bis in den p;F-Bereich) Feld- und Dehnungsrichtung möglich erforderlich - Gut besetzte, hoch verfügbare Palette unterschiedlicher Keramikmaterialien Tabelle 5.17. Wichtige Eigenschaften von Schalt- und AB-Verstärkern für den Einsatz in Festkörperaktoren

Verluste in den Leistungstransistoren Rückgewinnung gespeicherter Feldenergie Restwelligkeit des Ausgangssignals Klirrfaktor des Ausgangssignals Elektromagnetische Verträglichkeit Verfügbarkeit der Leistungstransistoren Schaltungsaufwand

Schalt-Verstärker

AB-Verstärker

Nur beim Schalten Prinzipiell möglich

Ständig bis zum Wert der Ausgangsleistung Nicht möglich

Sehr hoch

Vernachlässigbar gering

Sehr groß

Sehr klein

Erzeugung hochfrequenter Störfeldera Gut

Sehr geringe Störfelder

Größerb

Geringer

Weniger gut

a bei kapazitiver Last (Piezowandler) weniger starke Störfelder bei induktiver Last (magnetostriktive Wandler) erheblich größerer Schaltungsaufwand

b

274

U

j

SteuerspClnnung

I

Piezo wClndler

c=:J

I

Bild 5.40. Geräteplan eines elektronischen SteUers zur Spannungsansteuerung von Piezowandlern

von 0... +10 V wird in der Eingangsstufe des Leistungsverstärkers durch Potentialverschiebung und Tiefpaßfilterung konditioniert. Ein kapazitiver Spannungsmesser erfaßt die Spannung am Piezowandler. Diese Regelgröße wird mit dem gefilterten Eingangssignal verglichen. Aus der Sollwert-Istwert-Differenz bildet ein analoger 3-Punkt-Regler die Stellgröße. Das Stellsignal gelangt über zwei Optokoppler, die eine potentialfreie Ansteuerung ermöglichen, an die Treiberstufen. Die beiden n-Kanal MOSFETs Tl und T 2 in der Halbbrücke arbeiten im Schaltbetrieb, d. h. entweder schaltet Tl zum Aufladen der Wandlerkapazität durch oder T 2 entlädt sie. Hierdurch wird im Vergleich zu Analogverstärkern (vgl. Abschnitt 5.8.3.1) ein verlustarmer Betrieb ermöglicht. Freilaufdioden D I und D2 schützen die Transistoren gegen hohe Induktionsspannungen beim Abschalten des Stromes. Die im elektrischen Feld der Wandlerkapazität gespeicherte Energie wird mit Hilfe einer Induktivität und einer Freilaufdiode zurückgewonnen. Sie wird beim Entladevorgang wieder frei und kann zur Erhöhung des AktorWirkungsgrades in den Wandler zurückgespeist werden. Um das gewünschte Dehnung-Zeit-Verhalten zu erreichen, bedarf es einer geeigneten Auslegung der Spule, da bei ungünstiger Dimensionierung das Gesamtsystem zu träge wird.

275

5.7.3

Anwendungsbeispiele

5.7.3.1

Positionsgeregelter Aktorbetrieb

Bei Spannungsansteuerung von Piezowandlern ist der Absolutwert der Dehnung aufgrund der Kennlinienhysterese nur ungenau bekannt. Dieses Verhalten beeinträchtigt die Positionierung solange nicht, wie relative Bewegungen ausgeführt werden oder die Positionsänderung extern gemessen wird. Andernfalls ist eine absolute Positionierung erforderlich. Diese Aufgabe setzt entweder eine Ladungsansteuerung oder eine Spannungsansteuerung in geschlossener Wirkungskette voraus, erfordert also zusätzlich einen Aufnehmer zur Erfassung der Istwerte und einen Regler, der die Betriebsspannung für den Wandler entsprechend der Sollwert-Istwert-Differenz steuert, s. Bild 5.41.

Sollwert

f

Hilfsenergie

,1/

Piezorder ｏ｢ｾｫｴ＠ wo

Kraft-

oderWeg-

aufnehmer

Istwert

b

a

u-

Bild 5.41.a,b: Piezowandler in geschlossener Wirkungskette. a Geräteplan. b Aktorkennlinie

Der Istwert wird aus Kraft- oder Weg- bzw. Dehnung-Meßwerten abgeleitet, wobei der Aufnehmer möglichst nahe dem Ort messen sollte, an dem die Stellgröße genau einzuhalten ist. Für Wegauflösungen bis einige zehn Nanometer werden meistens Dehnungsmeßstreifen eingesetzt, für höhere Auflösungen auch induktive oder kapazitive Sensoren. Piezowandler mit gehäuseintegrierten Wegsensoren werden von den Herstellern optional angeboten. Vorteile der geschlossenen Wirkungskette sind -

hysteresefreie Positionierung, hohe absolute Stellgenauigkeit, keine Driftbewegungen, stabile Position trotz wechselnder Kräfte, extrem große Steifigkeit.

5.7.3.2

Feinpositioniertisch für die Röntgenlithographie

Ein wichtiger Schritt bei der Herstellung von höchstintegrierten elektronischen Schaltungen ist die Abbildung von Halbleiterstrukturen auf den Wafer. Zukünftig

276 werden solche Strukturen im Submikrometerbereich verstärkt mit Hilfe der Röntgenlithographie erzeugt. Hierbei wird die Schattenprojektion einer Maske mittels Synchrotronstrahlung angewendet. Für die Zuordnung zwischen Maske und Wafer werden sogenannte Stepper eingesetzt, welche die einzelnen Belichtungsfelder auf dem Wafer aneinanderreihen. Für die genaue Zuordnung einer Maske zu bereits auf dem Wafer vorhandenen Teilstrukturen kommen hochgenaue Justiersysteme mit Auflösungen im Nanometerbereich zum Einsatz. An den Maskenjustiertisch ergeben sich folgende Anforderungen. - Ausrichten der Maskenebene rechtwinklig zum Synchrotronstrahl, max. Winkelfehler 40/1, - Positionieren der Maske relativ zum Wafer mit 5 nm Auflösung, - Zustellzeiten < 50 ms, - Umkehrspiel der Führungen und Antriebe< 5 nm, - xy-Drift < 20 nm/min. Die Lösung dieser Aufgabe basiert auf einem translator-getriebenen Lineartisch mit Festkörpergelenken, s. Bild 5.42. Die x- und die y-Achse haben Stellwege von ±15J.tm mit einer Auflösung von 5 nm, die Cf>z-Achse einen Drehwinkel von ± 47/1 mit einer Auflösung von 0,008', die Linearitätsabweichung beträgt jeweils 0,2 %. Die Drift in x- und y-Richtung ist< 20 nm/min, das Umkehrspiel < 5 nm; als

x

y-l z

Bild 5.42. München)

Prinzip eilles Maskenjustiertisches mit Piezotranslatoren (Quelle:

K. Süss) ,

277

Wegsensor wird ein Differentialtrafo-Aufnehmer verwendet. Die Anforderungen an die absolute Genauigkeit sind gering, da immer ein Sollwert-Istwert-Vergleich über die Justieroptik erfolgt. 5.7.3.3

Spiegelantrieb für Laserkreisel

Bei Laserkreiseln, die auf dem Sagnac-Effekt beruhen, können durch thermische Einwirkungen auf den Ringresonator die optische Weglänge bzw. die Ausbreitungsrichtung des Strahlenbündels geringfügig verändert werden. Die Korrektur dieser Einflüsse erfordert Spiegelantriebe, die sowohl kleinste translatorische als auch Kippbewegungen ermöglichen, s. Bild 5.43.a. Das Problem läßt sich mit Hilfe von Stapeltranslatoren lösen, bei denen mindestens eine der Keramikscheiben einseitig mit zwei oder vier gleich großen, voneinander isolierten Metallelektroden versehen ist, s. Bild 5.43.b. Abhängig von den beiden Steuerspannungen U1 und U2 können sämtliche Auslenkungsmöglichkeiten vom reinen Kippen - U1 und U2 haben gleichen Betrag, aber entgegengesetzte Vorzeichen - bis zur ausschließlich translatorischen Bewegung - U1 und U2 stimmen in Betrag und Vorzeichen überein - erzeugt werden. In der praktischen Ausführung beträgt die translatorische Auslenkung maximal 50 J.Lm, und der Kippwinkel ist einige zehn Bogenminuten groß. Als Regelgröße dient die Strahlungsintensität des Laserbündels, die ständig überwacht wird. Eine Anwendung des Piezowandlers als Antrieb in einer Mikropumpe wird in Abschnitt 5.9.3.2 vorgestellt.

Piezowandler

Laserbündel

Sc.hnitt A-B

ｾ

ｉ ｾｊ＠

•

u, a

b

Bild 5.43.a,b: Spiegelantrieb für Laserkreisel. a Gesamtsystem (Ringresonator). b Prinzip des Piezowandlers (nach [5.15])

278

5.7.4

Entwicklungstendenzen

Hinsichtlich der Werkstoffvielfalt und der Herstellungstechnologien von Piezokeramiken sind Japan und die USA führend vor Europa. Beispielsweise ist der Bedarf an Multilayer-Keramiken jahrelang vollständig aus japanischer Produktion gedeckt worden. 2-mm-Stacks mit 40-pm-Keramik aus deutscher Fertigung sind 1991 auf den Markt gekommen. Voraussichtlich werden in wenigen Jahren piezoelektrische Wandler mit ca. 10 pm dicken Multilayer-Keramiken aufgebaut werden können, so daß längerfristig maximale Steuerspannungen von 20 V erreichbar erscheinen. Im Hinblick auf die Entwicklungsziele piezokeramischer Werkstoffe zeichnen sich folgende Trends ab. - Verbesserung der Ausdehnungseffizienz, beispielsweise durch elektrostriktive Blei-Magnesium-Niobat-(PMN-)-Keramiken mit d33 > 800 pC/N, - Erhöhung der Curie-Temperatur und damit des Betriebstemperaturbereiches, z. B. {Je = 500°C bei Pb Ti 0 3 , - Verringerung der Kennlinienhysterese bei gleichzeitig großer Ausdehnungseffizienz und hoher Curie-Temperatur, - Ersatz von teuren Edelmetall-Elektroden (Pt, Ag) in Multilayer-Keramiken durch preiswertere Materialien. Weitere Entwicklungsschwerpunkte betreffen die Verbesserung des mechanischen Aufbaus einschließlich der Klebeverbindungen zwischen den Keramikscheiben, um im dynamischen Betrieb des Wandlers die Verlustwärme aus dem Material effizienter abführen zu können und um den Frequenzgang zu verbessern. Unter Systemaspekten ist auch die Entwicklung kleiner, leistungsstarker Verstärker mit großer Bandbreite und hohem Wirkungsgrad - insbesondere zur Ansteuerung von Multilayer-Wandlern mit ihren großen Kapazitätswerten - einzubeziehen.

5.8 5.8.1

Magnetostriktive Aktoren Physikalischer Effekt

Die volumeninvariante Längenänderung ferromagnetischer Kristalle bei Anlegen eines magnetischen Feldes wird als magnetostriktiver Effekt bezeichnet. Der Effekt basiert darauf, daß die sogenannten Weissschen Bezirke sich in die Magnetisierungsrichtung drehen und ihre Grenzen verschieben; er wurde 1842 entdeckt und wird auch als Joule-Effekt bezeichnet [?]. Obwohl die Magnetostriktion aus physikalischer Sicht als magnetisches Gegenstück zum - quadratischen - elektrostriktiven Effekt (s. S. 263) aufzufassen ist,

279

erfolgt ihre mathematische Beschreibung in praxi durch ein Gleichungssystem, das formal mit den - linearen - Zustandsgleichungen für den direkten bzw. inversen Piezoeffekt übereinstimmt: (5.29.a) (5.29.b) Sund T symbolisieren mechanische Dehnung und mechanische Spannung, H und B kennzeichnen magnetische Erregung und magnetische Induktion; d ist die magnetostriktive oder piezomagnetische Konst.ante, JI. T die Permeabilität bei konstanter mechanischer Spannung T, und 8" ist der Elastizitätskoeffizient bei konstanter magnetischer Erregung H. Die Gleichungen (5.29) sind formal-mathematisch wie das Gleichungssystem (5.18) zu handhaben. Allerdings ergeben sich demgegenüber weitgehende Vereinfachungsmöglichkeiten aus dem Umstand, daß die Achse des meist stabförmigen hochmagnetostriktiven Materials stets mit der Magnetisierungsrichtung zusammenfällt und somit lediglich ein einachsiger Dehnungs- und Spannungszustand zu berücksichtigen ist. Als Folge davon haben d, JI. und 8 skalaren Charakter.

5.8.2

Technische Realisierung

5.8.2.1

Werkstoffe

Der magnetostriktive Effekt, der bei Legierungen mit den Bestandteilen Eisen, Nickel oder Kobalt Dehnungen im Bereich von 10 bis 30 ",rn/rn verursacht, erreicht in hochmagnetostriktiven Werkstoffen aus Seltenerdmetall-EisenLegierungen Werte bis zu 2000 ",rn/rn. Anfang der sechziger Jahre wurden in den USA im Auftrag der Marine hochmagnetostriktive Werkstoffe für den Einsatz in Unterwassersonaren entwickelt. Das dort gefundene Material, TERFENOL-Dlo, hat eine Curie-Temperatur von 380°C und eine vielfach höhere Energiedichte als piezoelektrische Werkstoffe. Letzteres ermöglicht den Bau von Wandlern mit höheren Stellkräften und weniger Materialeinsatz. Die Herstellung von TERFENOL-D ist aufgrund von Verunreinigungen der Ausgangsstoffe und der hohen Reaktionsfreudigkeit der Seltenen Erden nicht einfach.

lOTERFENOL-D ist der Name für die Verbindung Tbo.3DYo.7Fe2. Die beiden ersten Silben stehen für Terbium und für Ferrum, die dritte erinnert an den Ort der Werkstoff-Entwicklung: Naval Ordnance Laboratory. Das D sagt aus, daß zur Minimierung der Anisotropieenergie das Element Dysprosium benutzt wird.

280

In der Praxis haben sich vor allem ein modifiziertes Bridgeman-Verfahren und die Schwebezonen-Verfahren durchgesetzt. Beim Bridgeman-Verfahren geht man von einer vollständig geschmolzenen Lösung aus, die, durch einen Impfkeim angeregt, kristallisiert. Die Schmelze wird mit konstanter Geschwindigkeit v < 0,1 mmls relativ zum Temperaturfeld einer Heizung bewegt, so daß sie sich von einem Ende her verfestigen kann. Ein Vorteil dieses Verfahrens ist, daß unterschiedliche Werkstofformen erzeugt werden können. Allerdings lassen sich aufgrund thermisch bedingter, innerer Spannungen nicht beliebig große Kristalle herstellen. Um größere Stabdurchmesser zu produzieren, hat die Firma Edge Technologies das Bridgeman-Verfahren modifiziert. Damit werden in großem Maßstab aus nicht hochreinen und damit billigeren Ausgangsmaterialien die gewünschten Kristalle hergestellt. Zwar sind die maximalen Dehnungen, die mit solchen Kristallen erzielt werden können, kleiner als bei den mit den Schwebezonen-Verfahren hergestellten, es können aber bedeutend größere Stabdurchmesser erreicht werden. Bei den Schwebezonen-Verfahren wird die Schmelzzone durch die Oberflächenspannung der Schmelze in der Schwebe gehalten. Es sind z.Z. die bezüglich Preis und Qualität besten Verfahren, um hochmagnetostriktive Werkstoffe mit guten Eigenschaften kommerziell herzustellen. Der Vorteil der SchwebezonenVerfahren ist, daß die Schmelze durch das Tiegelmaterial nicht kontaminiert werden kann, da sie mit diesem in keinem Kontakt steht. Nachteilig ist der durch die Oberflächenspannung der Schmelze begrenzte Stabdurchmesser. In Tabelle 5.18 sind einige Kenngrößen und -werte für TERFENOL-D, dem heute am häufigsten verwendeten Werkstoff für magnetostriktive Wandler, zusammengestellt. Hochmagnetostriktive Materialien gehören zur Gruppe der Ferromagnetika. Diese Werkstoffe verhalten sich phänomenologisch analog zu den Ferroelektrika. So weisen ihre Kennlinien J(H)l1 und S(H), ähnlich wie die Abhängigkeiten P(E) und S(E) von Piezokeramiken, Sättigung und Hysterese auf, vgl. Bild 5.44 mit Bild 5.29. Interessant ist, daß die erzielbare Dehnung S offenbar auch von der mechanischen Vorspannung T v des Materials abhängt: Sie nimmt mit wachsendem Tv zunächst zu und hat bei ungefähr Tv = 17 MPa ein Maximum, um dann wieder abzufallen. Dieses Verhalten, das - allerdings schwächer ausgeprägt - auch bei PiezokerallAufgrund der Zusammenhänge J = B -poH(J: Magnetische Polarisation) und B = pH unterscheidet sich die Kennlinie J(H) von der sonst üblichen Darstellung B(H) lediglich um den Term poH.

281

Tabelle 5.18. Kennwerte des hochmagnetostriktiven Werkstoffes TERFENOL-D [5.17]

Magnetostriktive Konstante Permeabilitätszahl

d33 Jl-1/Jl-o

ｊｉＭｾＯｬｏ＠

Elastizi tätskonstante

sB 33

4

Elastizi tätsmodul

ｾ＠

Kopplungsfaktor Spezif. elektro Widerstand Druckfestigkeit Zugfestigkeit Wärmeleitfähigkeit Spezif. Wärmekapazität Curie-Temperatur Dichte

1

H

S33

k33

Pel

Tt Tp ,\ Cw {Je

P

1,5 . 9,3 4,5 . . 25 ... 30 . 50 . .. 55 . .. .0,75 0,6 . 700 28 1100 300 .. .400 380 9,25 .

10-8

V s/N

1012 1012 103 103

m2 /N m2 /N N/mm2 N/mm 2

10-6

firn N/mm 2 N/mm 2 W/mK W s/kg K °C kg/m 3

103

2

)

T

-1

2

r

s

1O-3m/m 1

Ot--- ----'- =---===-'----j

-1

-1SO -100

-so

0

SO

100

150

_H _ _

kA/m

Bild 5.44. Kennlinienverläufe J(H) und S(H) für den hochmagnetostriktiven Werkstoff TERFENOL-D bei unterschiedlicher mechanischer Vorspannung (nach [5.17])

282

miken beobachtet wird, spielt für die optimale Auslegung von magnetostriktiven Wandlern eine Rolle, vgl. Abschnitt 5.8.3.l. Zu beachten ist, daß ähnlich wie bei den piezoelektrischen Materialien auch bei den realen ferromagnetischen Werkstoffen noch weitere physikalische Effekte auftreten, die sich bei Aktoranwendungen auswirken können. Wirbelströme. Bei zeitlich veränderlicher magnetischer Erregung werden im magnetostriktiven Werkstoff Wirbelströme induziert. Die dadurch erzeugte elektrische Wirkleistung im Werkstoff wird in Wärme umgesetzt und führt so zu einer thermischen Dehnung. Darüber hinaus wird die effektive Permeabilität verringert, da die Wirbelströme dem Erregerfeld entgegenwirken. Um den Werkstoff auch für höherfrequente Anwendungen einsetzen zu können, kann man das aktive Material z. B. schichten, um die Wirbelstromverluste zu reduzieren. Magnetokalorischer Effekt. Bei plötzlicher Magnetisierung eines ferromagnetischen Stoffes kann man einen Temperaturanstieg des Materials feststellen, der zu thermischer Ausdehnung führt. Dieser Effekt spielt in der Praxis dann eine Rolle, wenn Auslenkungen mit Unsicherheiten im Submikrometer-Bereich erzeugt werden sollen. Matteucci-Effekt. Die Magnetisierung eines ferromagnetischen Stoffes ändert sich unter Torsionsbeanspruchung. Unabhängig von der Tordierrichtung nimmt die Magnetisierung mit wachsender Torsion zunächst zu und fällt dann wieder ab. Für die praktische Anwendung bedeutet dies, daß keine ungewollten Torsionsspannungen in den hochmagnetostriktiven Werkstoff eingeleitet werden dürfen. Dies muß durch geeignete konstruktive Vorkehrungen beim Aufbau des Wandlers gewährleistet werden. 5.8.2.2

Aufbau von hochmagnetostriktiven Wandlern

Beim Konzipieren von Wandlern mit hochmagnetostriktiven Werkstoffen sind einige grundsätzliche Punkte zu berücksichtigen: - Sofern die Auslenkung sowohl positiv als auch negativ sein soll, muß das Material mechanisch vorgespannt und vormagnetisiert werden. Letzteres erfolgt mit Hilfe von Permanent- oder Elektromagneten. - Die maximal zulässige Druckbelastung ist erheblich größer als die Zugbelastung. Diese Eigenschaft erfordert bei entsprechenden Anwendungen ebenfalls eine mechanische Vorspannung. - Aus der S(H)-Kennlinie ist ersichtlich, daß die maximalen Dehnungen von der mechanischen Vorspannung abhängen. Um bis zu 50 % höhere Dehnungen zu erzielen, muß das Material einer optimalen Vorspannung unterworfen werden. - Der Strombedarf der Erregerspule hängt stark von ihrem Aufbau und der Führung des Magnetflusses ab. Eine gute Flußführung verringert das Streufeld stark, was wiederum die erforderliche Stromstärke reduziert.

283

Im Gegensatz zu piezoelektrischen Wandlern, bei denen unterschiedliche Effekte genutzt werden, spielt bei den heute verfügbaren, ausschließlich stabförmigen Hochmagnetostriktions-Werkstoffen lediglich der Longitudinaleffekt eine Rolle (Feldrichtung und Dehnungsrichtung verlaufen parallel).

Kommerzielle Wandler Bild 5.45 zeigt den prinzipiellen Aufbau eines kommerziellen magnetostriktiven Wandlers mit seinen wichtigsten Daten. Der Terfenolstab wird durch Permanentmagnete vormagnetisiert und über drei Schrauben mechanisch vorgespannt. Die Flußführung erfolgt über zwei weichmagnetische Polschuhe. Analog zum Piezowandler (Abschnitt 5.7) folgt aus den Gleichungen (5.29), daß der Eingang des idealen magnetostriktiven Wandlers als (Längs- )Spule mit der Induktivität L und sein Ausgang als (Parallel-) Feder mit der Steifigkeit GM betrachtet werden kann, vgl. auch Bild 1.1.a. Da hier ausschließlich die piezomagnetische Konstante d33 (Longitudinaleffekt ) genutzt wird, sind die Überlegungen von Abschnitt 5.7.2.1 - z. B. zur statischen Kennlinie und zum Amplitudengang - sinngemäß auf magnetostriktive Wandler übertragbar. Kennwerte max. Last max. Auslenkung *1 max. Strom ma x. Erregung Abmessung des Wandlers Abmessung des Terfenolstabes ... )

500 N 50 ｾｭ＠

2A

50 kA/m ｾＶＰ ｾＶＬＴ

ｸＷＵ

ｭ＠ ｸ ｓｏｭ＠

bei höherer La st vera ndert sich die Aus lenkung

Bild 5.45. Magnetostriktiver Wandler. Aufbau und Kennwerte (Quelle: Edge Technologies, AmesjUSA)

Wandler-Entwurf Verglichen mit piezoelektrischen Wandlern, die konfektioniert in großer Typenvielfalt angeboten werden, kann der Anwender von magnetostriktiven Wandlern derzeit nur auf eine sehr begrenzte Palette kommerzieller Wandler für Versuchszwecke zurückgreifen. Er ist daher in den meisten Fällen selbst für den Wandlerentwurf verantwortlich, was allerdings auch Chancen für besonders anwendungsoptimierte Lösungen eröffnet.

284

Eine mögliche Vorgehensweise beim Entwurf magnetostriktiver Aktoren ist in Bild 5.46 dargestellt. Ausgehend von der größten auftretenden Zugkraft Ft,max legt man zunächst eine mechanische Vorspannung Tv,opt fest, um dann die Querschnittsfläche Ades stabförmigen Materials und damit auch die mechanische Betriebsspannung To mit Hilfe der S{H}-Kennlinie auszuwählen. Die Vorgabe des Maximalhubes ßlmax ermöglicht die Berechnung der erforderlichen Stablänge 1und der maximalen Dehnung Smax; hiermit folgt aus der Kennlinie die maximale Erregung H max . Der Entwurf des magnetischen Kreises, bestehend aus Spulen, Permanentmagneten und Flußführung, ist sehr komplex. Hierbei muß die Vormagnetisierung festgelegt, die Spulengeometrie berechnet und die Flußführung dimensioniert werden. Die Feinabstimmung wird mit Hilfe eines FEM12-Programms auf dem Rechner durchgeführt.

,

Start Kennlinie

I !tＺｾ＠

l

ｾｭ＠

I

--:m I

-

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000 '800

A 0

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I

I

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mox

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Entwurf des

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I ｾＫ＠

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Zmox = IR Sp + j 2n fg ,L Sp

maximale Strom'stärke 'mox

ｾＺｺｦｲ･ｱｕｮ＠

I

Uo >Zmox "mox

+

Bild 5.46. Möglicher Entwurfsablauf für magnetostriktive Wandler aus Finite Elemente Methode

fg

I Versorgungs spannung _u0

Stop

12 Akronym

ｚｕｧｫｲｾ＠

FI . mox

I'

mox-

Berechnung der FIUßfthrUn g

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max -

+

+

Asp oder J mox

...

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Ty opl'" 17 MPa 'A