Conceptos De Electronica

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CONCEPTOS DE ELECTRÓNICA. Dispositivos y análisis de circuitos

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ONCEPTOS DE ELECTRÓNICA

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ispositivos electrónicos

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nálisis de circuitos

Universidad Autónoma del Estado de Morelos Facultad de Ciencias Químicas e Ingeniería Ingeniería Eléctrica

IE. Arcenio Brito Hernández Revisó: IE. Profesor Raymundo García Febrero de 2005 UNIVERSIDAD AUTÓNOMA DEL ESTADO DE MORELOS – FACULTAD DE CIENCIAS QUÍMICAS E INGENIERÍA - INGENIERÍA ELÉCTRICA FECHA DE CREACIÓN FEBRERO DE 2005

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Contenido CAPÍTULO 1. INTRODUCCIÓN A LA ELECTRÓNICA ........................................................................................ 9 1.1 DISPOSITIVOS ELECTRÓNICOS .................................................................................................................... 9 1.2 CLASIFICACIÓN DE LOS CIRCUITOS INTEGRADOS ................................................................................. 9 1.2.1 TIPOS DE CIRCUITOS INTEGRADOS ................................................................................................ 9 1.2.2 ENCAPSULADO DE LOS CIRCUITOS INTEGRADOS ..................................................................... 10 1.3 EL SEMICONDUCTOR MATERIAL QUE REVOLUCIONÓ LA ELECTRÓNICA ......................................... 11 1.4 LA NATURALEZA CONDUCTIVA DEL SEMICONDUCTOR ...................................................................... 12 CAPÍTULO 2. EL DIODO ................................................................................................................................... 15 2.1 DIODO IDEAL .............................................................................................................................................. 15 2.2 EL DIODO SEMICONDUCTOR. CARACTERÍSTICAS Y POLARIZACIÓN ................................................ 15 2.2.1 SIN POLARIZACIÓN (Vd = 0) ........................................................................................................ 16 2.2.2 POLARIZACIÓN DIRECTA (Vd > 0)............................................................................................... 16 2.2.3 POLARIZACIÓN INVERSA (Vd < 0) ............................................................................................... 16 2.2.4 MODELO MATEMÁTICO DEL DIODO .......................................................................................... 17 2.2.5 REGIÓN ZENER Y VOLTAJE PICO INVERSO ................................................................................. 17 2.2.6 EFECTOS DE LA TEMPERATURA .................................................................................................... 18 2.2.7 COMPARACIÓN ENTRE DIODO DE SILICIO Y GERMANIO ........................................................ 18 2.3 NIVELES DE RESISTENCIA Y PUNTO DE OPERACIÓN DEL DIODO ......................................................... 19 2.3.1 RESISTENCIA ESTÁTICA. SEÑAL CD .............................................................................................. 19 2.3.2 RESISTENCIA DINÁMICA. SEÑAL AC ............................................................................................ 20 2.3.3 RESISTENCIA PROMEDIO. SEÑAL AC ........................................................................................... 21 2.3.4 RESISTENCIA TOTAL DE UN DIODO .............................................................................................. 21 2.4 CIRCUITOS EQUIVALENTES PARA DIODOS ............................................................................................. 21 2.5 HOJAS DE ESPECIFICACIONES DE DIODOS............................................................................................ 22 2.6 TIEMPO DE RECUPERACIÓN INVERSO ..................................................................................................... 22 2.7 EL DIODO ZENER ......................................................................................................................................... 23 2.8 PRUEBAS DE DIODOS ................................................................................................................................. 25 CAPÍTULO 3. ANÁLISIS Y CIRCUITOS CON DIODOS ..................................................................................... 26 3.1 ANÁLISIS GENERALIZADO POR MEDIO DE LA RECTA DE CARGA ....................................................... 26 3.1.1 DETERMINACIÓN DEL PUNTO DE OPERACIÓN DEL DIODO MEDIANTE LA RECTA DE CARGA ................................................................................................................................................................. 26 3.2 MODELO DEL DIODO PARA EFECTO DE ANÁLISIS ................................................................................. 27 3.3 CIRCUITOS CON DIODOS POLARIZADOS CON FUENTES DE CD ......................................................... 28 3.3.1 COMPUERTAS LÓGICAS AND/OR CON DIODOS...................................................................... 28 3.4 CIRCUITOS CON DIODOS POLARIZADOS CON FUENTES DE CA ......................................................... 29 3.4.1 RECTIFICADOR DE MEDIA ONDA ................................................................................................ 29 3.4.2 RECTIFICADOR DE ONDA COMPLETA ........................................................................................ 31

3.4.2.1 RECTIFICADOR CON PUENTE DE DIODOS ............................................................................................... 31 3.4.2.2 RECTIFICADOR CON TRANSFORMADOR DE DERIVACIÓN CENTRAL ................................................. 32

CAPÍTULO 4. FUENTES DE ALIMENTACIÓN Y CI REGULADORES DE VOLTAJE ............................................. 35 4.1 COMPONENTES DE UNA FUENTE DE ALIMENTACIÓN ........................................................................... 35 4.2 DEFINICIÓN DE RIZO Y REGULACIÓN DE VOLTAJE ............................................................................... 35 4.2.1 CALCULO DEL RIZADO A LA SALIDA DE UN RECTIFICADOR .................................................... 36 4.3 FILTRADO ..................................................................................................................................................... 36 UNIVERSIDAD AUTÓNOMA DEL ESTADO DE MORELOS – FACULTAD DE CIENCIAS QUÍMICAS E INGENIERÍA - INGENIERÍA ELÉCTRICA FECHA DE CREACIÓN FEBRERO DE 2005

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4.4 REGULADORES DE VOLTAJE DE CI ........................................................................................................... 37 4.4.1 REGULADORES DE VOLTAJE FIJO ................................................................................................ 38

4.4.1.1 HOJA DE ESPECIFICACIONES DEL REGULADOR DE CI A7812C ........................................................ 39

4.4.2 REGULADORES DE VOLTAJE AJUSTABLE ..................................................................................... 39 CAPÍTULO 5. TRANSISTORES BIPOLARES DE UNION. BJT .............................................................................. 41 5.1 CONSTRUCCIÓN DEL TRANSISTOR .......................................................................................................... 41 5.2 OPERACIÓN DEL TRANSISTOR .................................................................................................................. 41 5.3 CONFIGURACIONES DEL TRANSISTOR .................................................................................................... 42 5.3.1 CARACTERÍSTICAS GENERALES DEL TRANSISTOR BJT ................................................................ 42 5.3.2 CONFIGURACIÓN BASE COMÚN ............................................................................................... 43 5.3.3 CONFIGURACIÓN EMISOR COMÚN ........................................................................................... 45 5.3.4 CONFIGURACIÓN COLECTOR COMÚN .................................................................................... 46 5.4 LA ACCIÓN AMPLIFICADORA DEL TRANSISTOR .................................................................................... 47 CAPÍTULO 6. POLARIZACIÓN DE CD PARA BJT ............................................................................................ 49 6.1 POLARIZACIÓN DEL BJT Y REGIONES DE OPERACIÓN ......................................................................... 49 6.2 EL BJT BAJO POLARIZACIÓN FIJA............................................................................................................. 50 6.2.1 DETERMINACIÓN DE LA CORRIENTE DE SATURACIÓN. ............................................................. 51 6.2.2 ANÁLISIS POR MEDIO DE LA RECTA DE CARGA. ....................................................................... 51 6.3 EL BJT BAJO POLARIZACIÓN ESTABILIZADA EN EMISOR ....................................................................... 53 6.3.1 DETERMINACIÓN DE LA CORRIENTE DE SATURACIÓN. ............................................................. 55 6.3.2 ANÁLISIS POR MEDIO DE LA RECTA DE CARGA. ....................................................................... 55 6.4 EL BJT BAJO POLARIZACIÓN POR DIVISOR DE VOLTAJE ...................................................................... 56 6.4.1 DETERMINACIÓN DE LA CORRIENTE DE SATURACIÓN. ............................................................. 58 6.4.2 ANÁLISIS POR MEDIO DE LA RECTA DE CARGA. ....................................................................... 58 6.5 EL BJT BAJO POLARIZACIÓN CON RETROALIMENTACIÓN DE VOLTAJE ............................................ 58 6.5.1 DETERMINACIÓN DE LA CORRIENTE DE SATURACIÓN. ............................................................. 60 6.5.2 ANÁLISIS POR MEDIO DE LA RECTA DE CARGA. ....................................................................... 60 6.6 MÉTODO GENERAL PARA EL ANÁLISIS DE DIVERSAS CONFIGURACIONES DEL BJT CON POLARIZACIÓN EN CD .................................................................................................................................... 60 6.7 CONCEPTO DE DISEÑO DE CIRCUITOS CON DISPOSITIVOS LINEALES .............................................. 61 6.8 LA ESTABILIDAD EN LAS DISTINTAS CONFIGURACIONES DE POLARIZACIÓN .................................... 61 6.9 APLICACIONES PRÁCTICAS DEL BJT ........................................................................................................ 63 6.9.1 FUENTE DE CORRIENTE CONSTANTE CON TRANSISTOR BJT. FCC ............................................ 63 6.9.2 COMPUERTAS LÓGICAS AND/OR CON TRANSISTORES BJT ..................................................... 63 6.10 TÉCNICAS PARA LA LOCALIZACIÓN DE FALLAS .................................................................................. 64 CAPÍTULO 7. TRANSISTORES DE EFECTO DE CAMPO. FET............................................................................. 66 7.1 TABLA COMPARATIVA BJT V/S FET ............................................................................................................ 66 7.2 ESTUDIO DEL TRANSISTOR DE EFECTO DE CAMPO DE UNIÓN. JFET .................................................... 67 7.2.1 CONSTRUCCIÓN Y CARACTERÍSTICAS DE LOS JFETS ................................................................ 67 7.2.2 CURVAS CARACTERÍSTICAS DEL JFET.......................................................................................... 68 7.2.3 USO DEL JFET COMO RESISTOR CONTROLADO POR VOLTAJE ................................................ 69 7.2.4 SÍMBOLOS DE JFET......................................................................................................................... 69 7.2.5 CARACTERÍSTICAS DE TRANSFERENCIA ...................................................................................... 70 7.2.6 RESUMEN DE ECUACIONES BÁSICAS Y COMPARATIVAS DEL JFET Y EL BJT ............................ 71 7.3 EL MOSFET TIPO DECREMENTAL ............................................................................................................... 72 7.3.1 CONSTRUCCIÓN BÁSICA DEL NMOS DECREMENTAL ............................................................... 73 7.3.2 OPERACIÓN BÁSICA Y CARACTERÍSTICAS DE TRANSFERENCIA PARA EL NMOS DECREMENTAL ....................................................................................................................................... 73 7.3.3 MOSFET DE TIPO DECREMENTAL DE CANAL-P ........................................................................... 74 7.4 EL MOSFET TIPO INCREMENTAL ................................................................................................................. 75 UNIVERSIDAD AUTÓNOMA DEL ESTADO DE MORELOS – FACULTAD DE CIENCIAS QUÍMICAS E INGENIERÍA - INGENIERÍA ELÉCTRICA FECHA DE CREACIÓN FEBRERO DE 2005

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7.4.1 CONSTRUCCIÓN BÁSICA ............................................................................................................. 75 7.4.2 OPERACIÓN BÁSICA Y CARACTERÍSTICAS PARA EL MOSFET INCREMENTAL ......................... 76 7.4.3 MOSFET DE TIPO INCREMENTAL DE CANAL-P ............................................................................ 77 7.5 RECOMENDACIONES DE PROTECCIÓN PARA UN MOSFET ................................................................. 77 7.6 EL FET VERTICAL DE ÓXIDO-SILICIO. VMOS............................................................................................. 78 7.7 ARREGLO COMPLEMENTARIO DE MOSFET. CMOS ............................................................................... 79 CAPÍTULO 8. POLARIZACIÓN DEL FET ............................................................................................................ 80 8.1 RESUMEN DE ECUACIONES PARA EL ANÁLISIS DE FETS ......................................................................... 80 8.2 ANÁLISIS DEL JFET POLARIZADO EN CD .................................................................................................. 82 8.3 ANÁLISIS DEL MOSFET TIPO DECREMENTAL POLARIZADO EN CD ....................................................... 86 8.4 DISEÑO DE AMPLIFICADORES CON FETS ................................................................................................ 88 CAPÍTULO 9. INTRODUCCIÓN A LOS AMPLIFICADORES CON TRANSISTORES. MODELOS DE PEQUEÑA SEÑAL ............................................................................................................................................................... 91 9.1 CIRCUITOS AMPLIFICADORES CON TRANSISTORES .............................................................................. 91 9.1.1 MODELO EQUIVALENTE DE TRANSISTORES BIPOLARES PARA ANÁLISIS DE AC ...................... 91 9.2 PARÁMETROS DE CIRCUITOS DE DOS PUERTOS ..................................................................................... 92 9.3 EL MODELO RE DEL TRANSISTOR BJT .......................................................................................................... 93 9.3.1 MODELO re PARA LA CONFIGURACIÓN DE BASE COMÚN BJT ............................................... 93 9.3.2 MODELO re PARA LA CONFIGURACIÓN DE EMISOR COMÚN BJT .......................................... 94 9.3.3 MODELO re PARA LA CONFIGURACIÓN DE COLECTOR COMÚN BJT .................................... 95 9.4 MODELO HÍBRIDO EQUIVALENTE PARA BJT ............................................................................................ 95 9.4.1 DEFINICIÓN DE LOS PARÁMETROS HÍBRIDOS ............................................................................. 95 9.4.2 DETERMINACIÓN DE LOS PARÁMETROS HÍBRIDOS .................................................................... 98 CAPÍTULO 10. CONFIGURACIONES COMPUESTAS .................................................................................... 101 10.1 CONEXIONES DE CIRCUITOS ................................................................................................................ 101 10.1.1 CONEXIÓN EN CASCADA. AMPLIFICACIÓN ......................................................................... 101

10.1.1.1 CONEXIÓN EN CASCADA DEL BJT ....................................................................................................... 101 10.1.1.2 CONEXIÓN EN CASCADA DEL FET ....................................................................................................... 102 10.1.1.3 CONEXIÓN EN CASCADA DE LA COMBINACIÓN FET- BJT .............................................................. 103

10.1.2 CONEXIÓN EN CASCODE ........................................................................................................ 105 10.1.3 CONEXIÓN DARLINGTON DEL BJT .......................................................................................... 106 10.1.4 CONEXIÓN CMOS COMPLEMENTARIA. INVERSOR LÓGICO CMOS ................................... 106 10.2 CIRCUITOS ESPECIALIZADOS ................................................................................................................ 107 10.2.1 CIRCUITO FUENTE DE CORRIENTE ............................................................................................ 107 10.2.2 CIRCUITO ESPEJO DE CORRIENTE ........................................................................................... 109 10.2.3 CIRCUITO AMPLIFICADOR DIFERENCIAL ................................................................................ 110

10.2.3.1 POLARIZACIÓN DEL AMPLIFICADOR DIFERENCIAL EN CD. .............................................................. 111 10.2.3.2 POLARIZACIÓN DEL AMPLIFICADOR DIFERENCIAL EN AC ............................................................... 112

10.2.4 CIRCUITO AMPLIFICADOR DIFERENCIAL BIFET, BIMOS Y CMOS .......................................... 113 CAPÍTULO 11. AMPLIFICADORES OPERACIONALES ................................................................................... 115 11.1 PRESENTACIÓN DEL OP-AMP BÁSICO. 741C ..................................................................................... 115 11.1.1 ENCAPSULADO ......................................................................................................................... 116 11.1.2 SÍMBOLOS Y TERMINALES ......................................................................................................... 116 11.1.3 NOMENCLATURA DE LOS AMPLIFICADORES OPERACIONALES .......................................... 117 11.2 OPERACIÓN DEL OP-AMP BÁSICO ..................................................................................................... 118 11.2.1 CARACTERÍSTICAS DEL OP-AMP IDEAL .................................................................................. 120 11.3 CIRCUITOS PRÁCTICOS CON AMPLIFICADORES OPERACIONALES .............................................. 120 11.3.1 PARÁMETROS DE DESVÍO DEL OP-AMP REAL ........................................................................ 122 11.3.2 PARÁMETROS DE FRECUENCIA ............................................................................................... 122 UNIVERSIDAD AUTÓNOMA DEL ESTADO DE MORELOS – FACULTAD DE CIENCIAS QUÍMICAS E INGENIERÍA - INGENIERÍA ELÉCTRICA FECHA DE CREACIÓN FEBRERO DE 2005

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11.3.2.1 FRECUENCIA DE GANANCIA UNIDAD O GANANCIA ANCHO DE BANDA ................................... 122 11.3.2.2 RAPIDEZ DE RESPUESTA ........................................................................................................................... 123 11.3.2.3 FRECUENCIA MÁXIMA DE SEÑAL .......................................................................................................... 123

11.3.3 OTROS PARÁMETROS ............................................................................................................... 123 CAPÍTULO 12. AMPLIFICADORES DE POTENCIA ......................................................................................... 124 12.1 CLASIFICACIÓN DE LOS AMPLIFICADORES DE POTENCIA .............................................................. 124 12.2 ANÁLISIS DE AMPLIFICADORES DE POTENCIA ................................................................................... 124 12.2.1 CONSIDERACIONES DE ANÁLISIS ............................................................................................ 124 12.2.2 AMPLIFICADOR DE POTENCIA DE CLASE A ALIMENTADO EN SERIE .................................... 125 12.2.3 AMPLIFICADOR DE POTENCIA DE CLASE A ACOPLADO POR TRANSFORMADOR ........... 127

12.2.3.1 EFICIENCIA TEÓRICA MÁXIMA .............................................................................................................. 129

CAPÍTULO 13. CIRCUITOS INTEGRADOS LINEALES DIGITALES ................................................................... 130 13.1 COMPARADORES DE VOLTAJE ............................................................................................................ 130 13.1.1 COMPARADOR DE VOLTAJE DE OP-AMP. EL 741 ................................................................. 130 13.1.2 COMPARADOR DE VOLTAJE DE CI. EL LM311 ...................................................................... 131 13.1.3 COMPARADOR DE VOLTAJE DE CI. EL LM339 ...................................................................... 132 13.2 CONVERTIDORES DIGITALES-ANALÓGICOS Y ANALÓGICOS-DIGITALES ..................................... 132 13.2.1 CONVERTIDOR DIGITAL-ANALÓGICO.................................................................................... 132

13.2.1.1 DAC DE CI. AD7524 ................................................................................................................................ 133 13.2.1.2 DAC DE CI. DAC0830 ............................................................................................................................. 133

13.2.2 CONVERTIDOR ANALÓGICO-DIGITAL.................................................................................... 134

13.2.2.1 ADC DE RAMPA DIGITAL ........................................................................................................................ 134 13.2.2.2 ADC DE APROXIMACIONES SUCESIVAS. CI ADC0804 ...................................................................... 135

13.3 EL TEMPORIZADOR. CI NE555, TLC555 ................................................................................................ 136 13.3.1 USO DEL CI 555 COMO MULTIVIBRADOR ASTABLE ............................................................... 137 13.4 EL OSCILADOR CONTROLADO POR VOLTAJE. CI LM566 ............................................................... 139 13.5 GENERADORES DE SEÑAL. CI ICL8038, XR8038 ................................................................................. 140 13.5.1 CIRCUITO INTEGRADO GENERADOR DE FORMAS DE ONDAS. 8038 .................................. 140 CAPÍTULO 14. EL OSCILOSCOPIO ................................................................................................................ 143 14.1 COMPONENTES DEL OSCILOSCOPIO ................................................................................................. 143 14.1.1 El tubo de rayos catódicos ..................................................................................................... 143 14.1.2 Circuito de barrido horizontal o base de tiempos ............................................................... 143 14.1.3 Amplificador de señales de entrada .................................................................................... 143 14.1.4 La pantalla de un osciloscopio .............................................................................................. 144 14.2 MEDICIÓN DE UNA SEÑAL DE VOLTAJE CON EL OSCILOSCOPIO .................................................. 144 CAPÍTULO 15. APÉNDICES ............................................................................................................................ 146 15.1 TABLAS DE RESISTORES Y CAPACITORES COMERCIALES.................................................................. 146

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PREFACIO El presente trabajo en su momento sirvió al autor como una guía para el estudio de las materias de análisis de circuitos electrónicos y como un medio para comprender los conceptos físicos que subyacen detrás de los elementos de circuito. En particular se repasan los siguientes elementos de circuito: diodos, transistores, amplificadores, y algunos circuitos integrados. Cada tema se presenta desde el punto de vista conceptual para posteriormente presentar el análisis matemático de los modelos que los representan. La información contenida en el presente trabajo, ha sido resultado del minucioso estudio de diversas fuentes bibliográficas. En autor ha tenido la oportunidad de trabajar en la industria cuyo ramo es diseño/manufactura/ensamble de componentes electrónicos para la industria automotriz 1 ; entre sus funciones estuvieron el desarrollo de software para los ingenieros de probadores electrónicos, así como para ingenieros de proceso y control de cambios. Se hace notar al lector que muchos circuitos complejos incluyendo los circuitos integrados son la composición de los elementos básicos de circuito presentados aquí. Cabe destacar que la finalidad última de crear dispositivos inteligentes es proveer confort y seguridad a la sociedad.

IE Arcenio Brito Hernández [email protected] Agosto de 2011

** El presente trabajo se distribuye gratuitamente en pro del conocimiento libre.

CONTINENTAL AUTOMOTIVE SYSTEMS http://www.conti-online.com 1

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CONVENCIONES Y CONCEPTOS CLAVE A lo largo del presente trabajo se emplearan las siguientes convenciones y generalidades, consúltense a medida que se citen en el texto. -

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Ánodo (+). En un dispositivo de dos terminales, se le llama así a la terminal con potencial más positivo. En un diodo es la terminal P Cátodo (-). En un dispositivo de dos terminales, se le llama así a la terminal con potencial más negativo. En un diodo es la terminal N En una grafica de características de un dispositivo, el eje de las abscisas (eje X) será el eje del voltaje, mientras que el eje de las ordenadas (eje Y) será el eje de corriente. Esta gráfica asocia dos variables para dispositivos de dos terminales (diodos); pero asocia tres variables para dispositivos de tres terminales (transistores), en este caso la gráfica completa se compone de un conjunto de curvas características que muestran los cambios de (V,I) cuando una tercer variable (por ejemplo I B) se mantiene fija. Flujo convencional de corriente. Tanto en electricidad como en electrónica, se ha adoptado el hecho de que la corriente eléctrica es producida por el flujo de cargas positivas, es decir cuando se conecta una carga (impedancia) en las terminales de una fuente de voltaje, las cargas positivas se dirigen de la terminal de mayor potencial (+) a la terminal de menor potencial (-). Sin embargo la naturaleza real de la corriente eléctrica exige que los portadores negativos (e-) se dirijan del cátodo (-) al ánodo (+). Notación de doble subíndice. Es una notación abreviada que expresa que: Vab = Va – Vb, siendo Va y Vb los voltajes en los puntos a y b respecto al punto común (generalmente tierra), en una red cualquiera. Polarización. En su concepción más sencilla se refiere al hecho de aplicar una diferencia de potencial en los extremos de un dispositivo electrónico por medio de una fuente de voltaje que puede ser de cd o ca. Región de agotamiento. Dentro de un dispositivo electrónico semiconductor, es la región (zona) que no presenta portadores libres y es, por lo tanto, incapaz de soportar la conducción a través de ella. Esta región es ensanchada (ampliada) o reducida cuando sus extremos se encuentran sometidos a una diferencia de potencial. Un punto de operación define un punto estable Q (o punto de trabajo) mediante la intersección de dos gráficas, la gráfica de características del dispositivo y la línea recta que representa la configuración del circuito, obtenida a partir de un análisis del circuito.

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Capítulo 1. INTRODUCCIÓN A LA ELECTRÓNICA La electrónica es una disciplina aplicada derivada de la electricidad y la física que abarca un amplio rango de actividades relacionadas con la generación y transmisión de información por medio de señales eléctricas. La aplicación de las técnicas electrónicas da como resultado el desarrollo de sistemas electrónicos capaces de manipular señales y generar información. Los sistemas electrónicos están formados a partir de circuitos especializados que a su vez están constituidos por la asociación de elementos físicos que se denominan dispositivos eléctricos pasivos (resistencias, condensadores, bobinas) y dispositivos electrónicos activos (diodos, transistores, amplificadores, reguladores, decodificadores, microprocesadores, microcontroladores etc.)

1.1 DISPOSITIVOS ELECTRÓNICOS En principio los dispositivos electrónicos se conocían como válvulas puesto que se diseñaban a partir de tubos al vacío (diodos, triodos, tetrodos, pentodos etc.) Actualmente los dispositivos se diseñan en estado sólido (circuitos integrados monolíticos) aprovechando la relativa facilidad que presentan los materiales semiconductores para cambiar su capacidad conductiva al ser sometidos a técnicas especiales de dopado. Se le llama circuito discreto a aquel circuito que se forma a partir de dispositivos básicos (resistencias, capacitores diodos y transistores) y cuyos componentes se obtienen por separado y se sueldan entre sí en una tarjeta de circuito impreso. Se denominan circuitos integrados a aquellos circuitos (analógicos, digitales o análogo-digitales) cuya presentación es en forma de un encapsulado hermético y del cual solo se observan sus terminales. Existe una gran variedad de CI de todo tipo y los hay desde los más simples (compuertas, amplificadores integrados, hasta los más complejos, temporizadores, microprocesadores, microcontroladores, etc.)

1.2 CLASIFICACIÓN DE LOS CIRCUITOS INTEGRADOS Un circuito Integrado (CI) se fabrica al unir dispositivos individuales tales como transistores, diodos, capacitores y resistencias en un solo chip de silicio, estos componentes son conectados entre si mediante finos alambres de aluminio depositados en la superficie del chip, todos estos componentes se encapsulan en un solo componente dando una apariencia semejante a la mostrada en la figura 1.1. Figura 1.1 circuito integrado típico

1.2.1 TIPOS DE CIRCUITOS INTEGRADOS De acuerdo al tipo de señal con que operan, los circuitos integrados se clasifican en CI analógicos y CI digitales y CI análogo-digitales. Una señal analógica es cualquier señal cuya forma de onda es continua, tiene un máximo y un mínimo y no es quebrada, por ejemplo una señal senoidal. Una señal digital es una señal discontinua en forma de pulsos por ejemplo una onda cuadrada.

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CI analógicos. También llamados circuitos lineales, producen, amplifican o responden a voltajes variables, es decir en este tipo de CI interesa la magnitud de la señal de entrada como la de salida. Todos los CI lineales están fabricados a partir de transistores. Los CI analógicos incluyen amplificadores, temporizadores, osciladores y reguladores de voltaje. CI digitales. También denominados circuitos lógicos responden a, o producen señales que tienen únicamente dos niveles de voltaje, nivel alto y nivel bajo. Todos los CI lógicos están fabricados a partir de compuertas lógicas, estas compuertas lógicas son circuitos formados a partir de la combinación de resistencias y diodos o bien resistencias y transistores. Los CI digitales incluyen microprocesadores, microcontroladores, memorias etc. CI análogo-digitales. Combinan en un solo chip tanto circuitos analógicos como digitales. Ejemplos de ellos son: comparadores, convertidores digital/analógico, circuitos de interfase, temporizadores, osciladores controlados por voltaje (VCO) y lazos de seguimiento de fases.

1.2.2 ENCAPSULADO DE LOS CIRCUITOS INTEGRADOS Los tipos de encapsulados más comunes en que se presentan los circuitos integrados se listan a continuación: Encapsulado DIP. Es el encapsulado más común, consiste en dos hileras paralelas de terminales distribuidas a los lados del CI, en este encapsulado las patillas del CI atraviesa la tarjeta de circuito impreso (TCI) y se sueldan en la parte inferior. Véase la figura 1.2 (a). Encapsulado SMT. Se denomina tecnología de montaje de superficie (SMT) y consiste en encapsulados cuyas patillas no atraviesan la TCI por lo que se sueldan en la superficie. De acuerdo al número de terminales se clasifican en encapsulado de contorno pequeño SO (8, 14 y 16 terminales) y SOL (16, 18, 20, 24, y 28 terminales). Se fabrican tanto en plástico (más económico) como en cerámica (más robusto). Véase la figura 1.2 (b). Encapsulado TO-5. Este tipo de encapsulado se fabrica de metal y es muy robusto, sin embargo su uso está limitado por el espacio disponible en la TCI. Véase la figura 1.2 (c). Encapsulado LCC. Consiste en un CI de cerámica que no tiene terminales que sobresalgan para conectarlo a la TCI, por esta razón se denomina portador de pastilla sin terminales (LCC). La conexión LCC se hace tanto mecánica como eléctricamente mediante soldadura. La figura 1.2 (d) muestra la forma correcta de conectar un LCC sobre la TCI Encapsulado PLCC. Este tipo de encapsulado fue introducido en1980 como alternativa al LCC, consiste en terminales salientes doblabas hacia arriba en forma de J invertida, los hay de 20, 28, 44, 52 y 84 terminales en encapsulado de plástico. Véase la figura 1.2 (e). Figura 1.2 Tipos de encapsulado

a) DIP

b) SMT

c) TO-5

d) LCC

e) PLCC

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1.3 EL SEMICONDUCTOR MATERIAL QUE REVOLUCIONÓ LA ELECTRÓNICA Un conductor es un material que permite un flujo considerable de corriente cuando una fuente de voltaje se aplica a través de sus terminales, poseen de 1 a 2 electrones de valencia 2, ejemplos: Oro (Au), Plata (Ag), Cobre (Cu), Aluminio (Al), etc… Un aislante o dieléctrico presenta un nivel muy inferior de conductividad cuando se encuentra bajo la presión de una fuente de voltaje. Tienen la banda de valencia casi completa (8 electrones en el caso de los gases nobles), en general, son los no metales. Un semiconductor, es un material que posee un nivel de conductividad que se localiza entre los extremos de un dieléctrico y de un conductor. Son materiales de valencia 4, ejemplos: Boro (B), Silicio (Si), Germanio (Ge), Arsénico (As), Antimonio (Sb), etc… La resistencia de un material se define como: l R . A (Ω)  (1.1) Donde la resistividad de un trozo de material de sección A y longitud l es la constante de proporcionalidad ρ A  R. l (Ω-cm)  (1.2) Al inverso de la resistividad se le conoce como conductividad:  = 1/ La tabla 1.1 es una tabla comparativa de resistividades en distintos materiales, en la segunda columna se presentan los materiales semiconductores más ampliamente utilizados en el diseño de dispositivos electrónicos: Silicio (Si) y Germanio (Ge). Estos materiales poseen una estructura atómica como se ilustra en la figura 1.4. A temperatura ordinaria los átomos de Silicio se unen compartiendo pares de electrones mediante enlaces covalentes, cada átomo de silicio es circundado por 8 átomos vecinos (ver figura 1.5), pero además forman grupos simétricos denominados monocristales tal como se observa en la figura 1.3, estos monocristales en conjunto forman redes cristalinas. El mismo patrón es característico del Germanio (Ge). Tabla 1.1 Resistividad () de materiales eléctricos representativos Conductor Semiconductor Dieléctrico Plata Germanio Vidrio 1.62x10-6 Ω-cm 50 Ω-cm 1010 a 1014 Ω-cm Cobre Silicio Mica 1.69x10-6 Ω-cm 50x103 Ω-cm 1012 Ω-cm

Los electrones de valencia son aquellos ubicados en la capa o nivel de energía más externo con respecto al núcleo atómico. Estos electrones son los responsables de las fuerzas electromagnéticas (enlaces) entre átomos. 2

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Figura 1.3 Estructura de monocristal del Germanio y silicio

Figura 1.4 Estructura atómica: (a) Germanio (b) (b) silicio

Figura 1.5 Enlace covalente para el átomo de silicio

Se llaman materiales intrínsecos a aquellos semiconductores que se han refinado cuidadosamente con el objetivo de reducir las impurezas hasta un nivel muy bajo. Dopado de semiconductores Dopaje es la acción de agregar impurezas a un material semiconductor aumentar su conductividad eléctrica.

con el objeto de

Existen dos tipos de dopadores: Dopadores aceptores. Son materiales trivalentes que dan como resultado semiconductores tipo p, en el cual los portadores mayoritarios son los huecos. Ejemplos: Boro (Bo), Galio (Ga), Indio (In). Dopadores donadores. Son materiales pentavalentes que dan como resultado semiconductores tipo n, en el cual los portadores mayoritarios son los electrones. Ejemplos: Arsénico (As), Antimonio (Sb), Fósforo (P).

Se denomina material extrínseco a aquel semiconductor que se ha sometido a un proceso de dopaje. Son semiconductores extrínsecos los semiconductores tipo p y tipo n.

1.4 LA NATURALEZA CONDUCTIVA DEL SEMICONDUCTOR Teoría de Bandas De los principios de electricidad sabemos que un electrón se encuentra orbitando alrededor del núcleo debido a la acción de dos fuerzas contrarias en equilibrio, una fuerza eléctrica centrípeta (dirigida hacia el núcleo del átomo y dada por la ley de Coulomb: F = qE = Z*e2/r2) y una fuerza centrifuga (dirigida hacia fuera del núcleo F‟ = m*v2/r), esto de acuerdo al modelo presentado por Niels Bohr en 1913. Bohr fue capaz de predecir la energía asociada con un electrón en particular ubicado en el nivel de energía n (o número cuántico principal), el modelo matemático es:

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E

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2 2 mZ 2 e 4 n2h2

 (1.3) Donde: E = energía asociada con un electrón orbitando en el nivel de energía n m = masa del electrón = 9.11x10-31 Kg. Z = numero atómico = número total de electrones = número total de protones del núcleo e = carga del electrón = 1.6 x 10-19 C n = número cuántico principal (1, 2, 3, 4, 5, 6 o 7)  = constante Pi  3.1416 h = constante de Planck = 6.63x10-34 J*seg La teoría que explica el enlace de los átomos en los cristales metálicos fue propuesta por F. Bloch en 1928 y se basa en la mecánica cuántica. En esta Teoría de Bandas, todos los electrones presentes en un átomo en niveles energéticos totalmente llenos se consideran esencialmente localizados, es decir enlazados a los átomos que se asocian; por otra parte los electrones de valencia en los niveles energéticos sin llenar se consideran libres y se mueven en un campo potencial que se extiende a todos los átomos presentes en el cristal. Los orbitales de estos electrones libres en un átomo pueden superponerse con los de otros para originar orbitales moleculares delocalizados que producen un enlace entre todos los átomos presentes, y que se conocen con el nombre de orbitales de conducción.

La citada teoría (Teoría de Bandas) es la base para explicar el comportamiento de los materiales semiconductores. Según se observa en la figura 1.6, en la parte (a) pueden verse los niveles de energía de un átomo dado. En la parte (b) se comparan estas bandas para los tres tipos de materiales respecto a su clasificación eléctrica: dieléctricos, semiconductores y conductores. En esa parte es posible observar la brecha Eg que es necesario vencer para que los electrones de valencia brinquen a la banda de conducción, la energía necesaria para realizar esta acción se conoce como energía o potencial de ionización, los valores asociados para distintos semiconductores, puede leerse de esta misma figura, nótese que los valores están dados en eV, unidad energética a continuación definida: 1 eV = 1.6 * 10-19 J



(1.4)

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Figura 1.6 Niveles de energía. (a) niveles discretos en estructuras atómicas aisladas; (b) bandas de conducción y de valencia para un dieléctrico, un semiconductor y un conductor

El efecto de aumentar la temperatura en un material semiconductor ocasiona un incremento de energía en los materiales semiconductores ocasionando que los electrones de la banda de valencia adquieran energía suficiente para abandonar dicha banda y pasar a la banda de conducción. El efecto de dopar un material con impurezas se puede observar en la figura 1.7. Observe que surge un nivel discreto de energía (llamado nivel donor) en la banda prohibida con un Eg (energía de ionización) mucho menor que el del material intrínseco. Figura 1.7 Efecto de impurezas donadoras sobre la estructura de las bandas de energía.

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Capítulo 2. EL DIODO En 1904, Fleming inventó el diodo al cual denominó válvula y que consistía en un filamento caliente emisor de electrones situado dentro de un bulbo en vacío a una corta distancia de una placa. En función de la tensión positiva o negativa de la placa, se producía el paso de corriente en una dirección.

2.1 DIODO IDEAL Se iniciará el estudio de los dispositivos electrónicos presentando el más sencillo de ellos: el diodo. El diodo ideal3 es un dispositivo de dos terminales ánodo (+) y cátodo (-), en la figura 2.1 se presentan tanto su símbolo como sus características. Las características de un diodo ideal son las siguientes. - Permite la conducción de corriente en una sola dirección. - Representa un circuito cerrado en la región de conducción - Representa un circuito abierto en la región de no conducción

Figura 2.1 Diodo Ideal: (a) símbolo; (b) características

2.2 EL DIODO SEMICONDUCTOR. CARACTERÍSTICAS Y POLARIZACIÓN Un diodo semiconductor se forma al unir dos semiconductores extrínsecos p y n del mismo material (Si o Ge). El punto de unión se denomina región de agotamiento, se conoce así debido a la carencia de portadores en esa región como resultado de la combinación de electrones y huecos en ese punto. Polarización Cuando las terminales de un material semiconductor extrínseco se encuentran sometidas a un diferencia de potencial (se dice que se encuentra en estado polarizado), entonces se establece un campo eléctrico en el interior del material lo que ocasiona que las partículas formadoras del material tipo p sea atraído hacia el potencial más negativo, mientras que las partículas del material tipo n son atraídas hacia la terminal con potencial más positivo, este hecho es un principio fundamental de la electricidad: cargas distintas se atraen, cargas opuestas se repelen.

El término ideal se refiere a dispositivos o sistemas que presentan características ideales, es decir perfectas en todo sentido. 3

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Un fenómeno análogo sucede cuando un material no conductor se encuentra sometido a un campo eléctrico intenso, las moléculas se polarizan (+/-) y se alinean con respecto al campo potencial obedeciendo el principio antes enunciado.

Tres posibilidades de polarización se tienen para un diodo: sin polarización, polarización inversa, polarización directa.

2.2.1 SIN POLARIZACIÓN (Vd = 0) En este caso no existe ninguna presión (potencial) que obligue a los portadores a fluir, por lo que no existe conducción eléctrica en ninguna dirección.

2.2.2 POLARIZACIÓN DIRECTA (Vd > 0) Una fuente de voltaje en las terminales del diodo con polaridad positiva aplicada en la parte P del diodo y polaridad negativa en la parte N del diodo (ver figura 2.2) ocasiona que el diodo se active y pase al estado de conducción, al reducir la región de agotamiento. Figura 2.2 unión p-n bajo polarización directa

2.2.3 POLARIZACIÓN INVERSA (Vd < 0) Cuando el diodo se conecta como se muestra en la figura 2.3 se halla bajo polarización inversa (p  (-) y n  (+)). En este caso una pequeña corriente despreciable del orden de 10-9 A para el Silicio y de 10-6 A para el Germanio circula en dirección de n hacia p, esta corriente se conoce como corriente de saturación inversa. Figura 2.3 Unión p-n bajo polarización inversa

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2.2.4 MODELO MATEMÁTICO DEL DIODO El modelo matemático que representa el estado de conductividad del diodo es el siguiente:

I D  I S (ekVd / Tk  1) Donde



(2.1)

IS = corriente inversa de saturación. Es la corriente que se forma cuando el diodo se polariza en inversa, esta corriente es mínima y permanece así mientras no se llegue a la región Zener, es decir el voltaje inverso no sobrepase el valor PIV (voltaje pico inverso) del diodo. k =11,600/η, η=1 para Ge y η = 2 para Si para niveles relativamente bajos de corriente del diodo (en o abajo del punto de inflexión de la curva) y η=1 tanto para Ge como el Si para niveles mayores de corriente del diodo (en la sección de rápido crecimiento de la curva característica) Tk = Tc + 273º

La ecuación 2.1 se encuentra graficada y comparada con la curva de un diodo real en la figura 2.4. Obsérvese el desplazamiento de la grafica real a la derecha respecto a la de la ecuación 2.1, esto se debe a la adición del voltaje debido a las resistencias de contacto y la resistencia interna del cuerpo del diodo.

Figura 2.4 Características del diodo semiconductor de silicio

2.2.5 REGIÓN ZENER Y VOLTAJE PICO INVERSO Como se ha mencionado, cuando el diodo se polariza en inversa, solo existe una corriente mínima Is, sin embargo si el potencial negativo se sigue aumentando considerablemente se llega a un punto límite llamado potencial Zener (Vz) en el cual la corriente aumenta drásticamente tal como se muestra en la figura 2.5. En los dispositivos comerciales el potencial máximo que puede aplicarse aun diodo antes de llegar a la región Zener se conoce como Voltaje Pico Inverso (PIV o PVR).

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Observación. Cuando se requiere un PIV mayor al que ofrece una sola unidad, se deben conectar diodos en serie con las mismas características. La conexión en paralelo tiene por objetivo incrementar la capacidad para conducir corriente.

Figura 2.5 Región Zener

2.2.6 EFECTOS DE LA TEMPERATURA La magnitud de la corriente de saturación inversa Is se duplica por cada incremento en 10 ºC de temperatura, obsérvese la figura 2.6. Adviértase de la misma gráfica que en polarización directa el potencial de estado encendido (potencial de conducción) del diodo se reduce (como resultado del incremento de la temperatura). Figura 2.6 Variación en las características del diodo debido a los cambios de temperatura

2.2.7 COMPARACIÓN ENTRE DIODO DE SILICIO Y GERMANIO El diodo de Si tiene un PIV, un índice de corrientes mayores así como un rango más amplio de temperaturas que el de Germanio. Comparación entre diodos de Si y Ge Característica Si Ge PIV típica 1000 V 400 V

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Tmax Vt

hasta 200 ºC 0.7 V

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menor a 100 ºC 0.3 V

Siendo Vt el potencial mínimo necesario el las terminales del diodo para iniciar la conducción, cuando este se encuentra polarizado en directa y se denomina potencial de conducción, de umbral o de disparo. Figura 2.7 Comparación entre diodos semiconductores de Si y de Ge

2.3 NIVELES DE RESISTENCIA Y PUNTO DE OPERACIÓN DEL DIODO Como es sabido la relación entre voltaje y corriente R=V/I dada por la ley de Ohm se denomina resistencia, particularmente en un diodo el valor de esta depende del punto de operación (siempre y cuando este se sitúe en la región de rápido crecimiento de la curva, es decir en las cercanías de Vt=0.7 volts para Si y 0.3 V para Ge) y el tipo de señal aplicada. Los valores o niveles de resistencia que se definen en los siguientes apartados corresponden a la resistencia en el punto de unión p-n del diodo.

2.3.1 RESISTENCIA ESTÁTICA. SEÑAL CD Si una señal (Vd) en cd se aplica al diodo, entonces se obtiene un señal de respuesta Id en cd (siempre que una carga „impedancia‟ se halle conectada al circuito del diodo), tales magnitudes definen la resistencia en cd o resistencia estática de acuerdo a la ecuación 2.2, véase la figura 2.8.

Rd 

Vd Id



(2.2)

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Figura 2.8 Determinación de la resistencia de cd de un diodo en un punto de operación en particular

Esta relación es válida para puntos situados en la región de crecimiento vertical de la curva, en el punto de inflexión y debajo de el la Rd será mayor.

2.3.2 RESISTENCIA DINÁMICA. SEÑAL AC Cuando se aplica una señal senoidal, el cálculo de la Rd se lleva a cabo al considerar una línea tangente al punto Q tal como se observa en las figuras 2.9 y 2.10, en tal situación la resistencia dinámica se define por:

Rd 

Vd Id



(2.3)

Figura 2.9 Definición de la resistencia dinámica o resistencia de ac.

Figura 2.10 Determinación de la resistencia de ca para un punto Q.

La ecuación 2.3 es de raro empleo ya que formalmente se define a la pendiente de una curva en el punto Q, como la derivada en dicho punto, de esta forma es posible demostrar que la resistencia dinámica esta dada por:

rd 

26mV Id



(2.4) tanto para el Si como el Ge.

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2.3.3 RESISTENCIA PROMEDIO. SEÑAL AC Si la señal senoidal es de gran amplitud, entonces es necesario emplear los puntos extremos por los que oscila la respuesta de I D en ca para la determinación de la resistencia promedio en ca (véase la figura 2.11 y su respectivo cálculo)

Rav 

Vd Id



(2.5) de punto a punto Figura 2.11 Determinación de la resistencia de ca promedio entre los límites indicados

2.3.4 RESISTENCIA TOTAL DE UN DIODO El valor de la resistencia total del diodo queda determinado al agregar a la resistencia de la unión p-n (antes estudiada) la resistencia del cuerpo del diodo y la resistencia presentada por la conexión entre el material semiconductor y el conductor metálico externo denominada resistencia de contacto, la suma de estas últimas se denota por rB. El valor de rB varia entre 0.1 ohms para dispositivos de alta potencia, hasta 2 ohms para diodos de baja potencia de propósito general.

2.4 CIRCUITOS EQUIVALENTES PARA DIODOS Un circuito equivalente es una combinación de elementos elegidos de forma apropiada para representar de la mejor manera las características terminales reales de un dispositivo, sistema o similar, para una región de operación en particular. En lo sucesivo se empleará el calificativo modelo del diodo para referirse al circuito equivalente del diodo. En la siguiente tabla se resumen los modelos del diodo.

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Tabla T1 Modelos de diodo Obsérvese que la resistencia empleada en el modelo 1 es la resistencia promedio que se puede determinar generalmente a partir de un punto de operación que se describe en la hoja de especificaciones del dispositivo. Por ejemplo para un diodo semiconductor de Si, si If = 10 mA (una corriente de conducción directa para el diodo), cuando Vd = 0.8 V. se tiene que:

Rav 

Vd Vdf  Vdo 0.8V  0.7V 0.1V     10 Id I df  I do 10mA  0mA 10mA

2.5 HOJAS DE ESPECIFICACIONES DE DIODOS Estas son hojas de datos técnicos detallados de las características del diodo, los límites de potencia, voltaje, frecuencia, temperatura etc… Puesto que: Pdmax = Vd*Id

[Watts]



(2.6)

Si se sustituye Vd por 0.7 para el silicio, se tiene que la potencia disipada por el diodo de silicio es: Pdisipada = (0.7 V )* Id

[Watts]



(2.7)

2.6 TIEMPO DE RECUPERACIÓN INVERSO Se denota por Trr y es el tiempo requerido para que un diodo pase del estado de polarización directa al estado de polarización inversa cuando se efectúa tal cambio de polaridad en sus terminales. Trr= TS + TT



(2.8)

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TS = tiempo de almacenamiento. Es el tiempo que requieren los portadores minoritarios para regresar a su estado de portadores mayoritarios en el material opuesto, durante este intervalo, la corriente se invierte tal como se muestra en la figura 2.12. TT = tiempo de transición. Es el tiempo necesario para que la corriente inversa (Iinv) de la figura 2.12 se reduzca hasta un nivel mínimo.

Figura 2.12 Definición del tiempo de recuperación inverso

2.7 EL DIODO ZENER El diodo zener es un tipo de diodo que se diseña para operar en la región zener, en la figura 2.13 se muestra la polarización correcta de este diodo para que exista conducción, así como su símbolo, en la misma figura se muestra el diodo semiconductor para su comparación. El circuito equivalente del diodo incorpora una resistencia dinámica rz y una fuente Vz (véase figura 2.14(a). El diodo zener ideal (cuyo modelo no incluye rz) se muestra en 2.14(b), es posible hacer dicha aproximación si se considera que rz es muchas veces menor que la resistencia de carga. En la Tabla siguiente se muestran las características eléctricas del diodo zener, e Características eléctricas del diodo Zener (a 25 ºC) Voltaje zener nominal Vz (V)

10

Corriente de prueba Izt (mA)

Impedancia dinámica máxima Zzt a Izt (Ω)

Impedancia máxima en el punto de inflexión Zzk a Izk (Ω) (mA)

12.5

8.5

700 0.25

Corriente inversa máxima Ir a Vr (A)

10

Voltaje de prueba Vr (V)

7.2

Corriente reguladora máxima Izm (mA)

32

Coeficiente típico de temperatura (%/ºC)

+0.072

En la figura 2.15 se observa una gráfica de sus características de prueba, también en la figura 2.16 observan dos gráficas la parte (a) es referente al coeficiente de temperatura indicado en la última columna de la tabla anterior y definido por la ecuación 2.9, la parte (b) muestra la impedancia dinámica.

Tc 

Vz * 100% Vz (T1  T 0)

(%ºC) 

(2.9)

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Figura 2.14 Circuito equivalente Figura 2.13 Dirección de la zener (a) completo; (b) conducción (a) diodo Zener; (b) aproximado diodo semiconductor

Figura 2.15 Características de prueba de Zener

Figura 2.16 Características eléctricas de un diodo Zener 10 V, 500 mW Observación. El diodo Zener es un modelo especial de diodo de unión, que utiliza silicio, en el que la tensión en paralelo a la unión es independiente de la corriente que la atraviesa. Debido a esta característica, los diodos Zener se utilizan como reguladores de tensión.

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2.8 PRUEBAS DE DIODOS El estado de un diodo (defectuoso o no) puede verificarse rápidamente mediante cada uno de los siguientes dispositivos: Un multímetro con función de verificación de diodos - Seleccione el símbolo del diodo en el multímetro - Conéctese a las terminales tal como se indica en la figura 2.17 - Si la conexión es correcta y el diodo no está defectuoso la pantalla del multímetro marcara el voltaje terminal del diodo tal como 0.67 V. Figura 2.17 Verificación de un diodo en estado de polarización directa

Un ohmetro Realice las conexiones tal como se indican en la figura 2.18 (a) y (b) En la conexión (a) debe leerse una R muy baja y en la conexión (b) debe leerse una R muy alta, si esto es cierto, el diodo no está defectuoso. Un osciloscopio A través de este aparato es posible observar la forma real de la onda a la salida del diodo.

Figura 2.18 Verificación de un diodo mediante un ohmetro.

* Refiérase al capítulo relativo al manejo del osciloscopio para iniciarse en el funcionamiento de este dispositivo.

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Capítulo 3. ANÁLISIS Y CIRCUITOS CON DIODOS En este capítulo estudiaremos el comportamiento del diodo tanto polarizado en cd como en ca, haciendo uso de las aproximaciones presentadas en el capitulo anterior. El uso de aproximaciones se justifica al considerar que en general los dispositivos electrónicos tienen tolerancias de error reales en sus características, que compensan los errores cometidos mediante el uso de aproximaciones.

3.1 ANÁLISIS GENERALIZADO POR MEDIO DE LA RECTA DE CARGA El análisis mediante la recta de carga es un método gráfico que consiste en dibujar una línea recta sobre la gráfica de características de un dispositivo de tal manera que la intersección de esta línea y la curva representativa señalen un punto de operación cuando el dispositivo forma parte de una red con carga (resistencias de carga, impedancias de carga, etc.), en general la línea recta se obtiene de un análisis de la red de estudio, es decir a partir de la configuración del circuito.

3.1.1 DETERMINACIÓN DEL PUNTO DE OPERACIÓN DEL DIODO MEDIANTE LA RECTA DE CARGA



Ejemplo demostrativo. Dado el circuito de la figura 3.1(a) y la correspondiente curva

característica del diodo en la figura 3.1(b), dibújese la gráfica de la recta de carga.

Figura 3.1 Configuración de diodo en serie: (a) circuito; (b) características Solución. Aplicando LA LVK al circuito se tiene que: E – Vd – Vr = 0 E = Vd + Id*R  (3.1a) La ec 3.1a es el modelo matemático del circuito mostrado en la figura 3.1a, para hallar el punto de operación Q, se hallan las intersecciones de la recta definida por la Ec 3.1a sobre los ejes cooredenados; estos puntos son (0,Id) y (Vd,0), Es decir: Id = E /R Vd = E

 

(3.1b) cuando Vd=0 (3.1c) cuando Id=0

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En la figura 3.2 se muestra la gráfica de la recta de carga sobre la curva característica, así como la identificación del punto de operación Q.

Figura 3.2 Dibujo de la recta de carga para encontrar el punto de operación

3.2 MODELO DEL DIODO PARA EFECTO DE ANÁLISIS En general los componentes que debe incluir el modelo del diodo semiconductor con polarización de conducción son:  

Una fuente de voltaje de 0.7V para Si y 0.3V para Ge con polaridad en oposición a la fuente de FEM4 Una resistencia Rav en serie

Observación1. Un diodo se encuentra en estado de encendido si la corriente establecida por las fuentes es tal que su dirección concuerda con la flecha del símbolo del diodo, y la fuente de FEM es al menos igual al potencial de conducción del diodo (0.3 para Ge y 0.7 para Si) Observación2. Recuérdese que la fuente del diodo simplemente representa el voltaje que es necesario aplicar al diodo para que este pase al estado de conducción, pero además este voltaje está siempre presente en las terminales del diodo cuando la fuente de FEM está presente. Cuando el diodo se encuentra en polarización de no conducción (a veces llamado polarización en inversa) simplemente reemplace el diodo con un circuito abierto. La selección adecuada del modelo depende de la aplicación, refiérase a la Tabla T1 para estudiar los elementos de cada modelo en particular.

La palabra FEM significa Fuerza Electromotriz, y en este contexto se emplea para indicar las fuentes de voltaje independientes existentes en el circuito y que proporcionan el potencial necesario para polarizar los dispositivos o producir corriente eléctrica en las cargas (resistencias, impedancias, etc.) 4

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3.3 CIRCUITOS CON DIODOS POLARIZADOS CON FUENTES DE CD El análisis de circuitos con diodos es relativamente sencillo, si se tiene en cuenta la exposición hasta ahora realizada sabrá que el análisis se lleva a cabo al sustituir símbolo del diodo por su correspondiente modelo en el circuito y al aplicar una o más de las siguientes técnicas básicas de análisis de circuitos:     

Aplicación de la ley de Ohm en las cargas resistivas: V = RI Aplicación de LVK y LCK en las mallas y nodos respectivamente. Reducción de fuentes independientes. Aplicación de los teoremas de Thévenin y Norton Aplicación del principio de superposición

Cuando una señal de una fuente de cd (voltaje cd) se aplica al diodo, se obtiene una señal continua a través del diodo, esto significa que la aplicación de una señal invariante con el tiempo a través del diodo produce una respuesta invariante, la señal se conserva.

3.3.1 COMPUERTAS LÓGICAS AND/OR CON DIODOS Las compuertas lógicas son circuitos que se emplean para combinar niveles lógicos (unos y ceros) en formas específicas. En la lógica positiva un nivel lógico alto (o bien 1 binario) es representado por un voltaje alto (por ejemplo 2.0 a 5 V par una compuerta TTL 5 o 3.5 a 5 V para una compuerta CMOS), el nivel lógico bajo es representado por un voltaje bajo (por ejemplo 0 a 0.4 V para una compuerta TTL o 0 a 1.5 para una compuerta CMOS 6). En la lógica negativa un nivel de voltaje alto representa un 0 binario y un nivel bajo representa un 1 binario. Para expresar la salida en términos de las entradas, se emplea un sistema denominado álgebra booleana. Las compuertas básicas son: AND, NAND, OR, NOR y NOT (INVERSOR). En la figuras 3.3 Y 3.4 se presentan los circuitos básicos de las compuertas lógicas OR y AND de dos terminales de entrada (A y B) construidos mediante diodos y resistencias. Una tabla de verdad como la mostrada en la parte inferior representa las distintas combinaciones como resultado de aplicar los niveles VA y VB a las entradas de la compuerta para obtener el nivel VC a la salida.

Tabla de verdad de las compuertas lógicas OR y AND C= A AND B Entradas C= A OR B A B 0 0 0 0 0 1 1 0 1 0 1 0 1 1 1 1 Donde: 1= nivel alto (+5 volts por ejemplo); 0 = nivel bajo (0 volts por ejemplo)

TTL es una familia de CI digitales que emplea la Lógica Transistor-Transistor en el diseño de los circuitos lógicos. 6 CMOS. Es una familia de CI digitales que emplea el transistor de efecto de campo metal-óxidosemiconductor complementario para el diseño de circuitos lógicos. 5

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Figura 3.3 Compuerta OR de Figura 3.4 Compuerta AND de lógica positiva lógica positiva

El diseño de circuitos que involucran compuertas lógicas y/o sus derivados así como sus aplicaciones es un campo muy amplio de la electrónica que se conoce como electrónica digital.

3.4 CIRCUITOS CON DIODOS POLARIZADOS CON FUENTES DE CA La aplicación de fuentes de señales variantes con el tiempo tales como: ondas senoidales, ondas triangulares, ondas cuadradas etc., en el diodo, produce respuestas que son señales alteradas de la señal original tal como se estudia a continuación.

3.4.1 RECTIFICADOR DE MEDIA ONDA El la figura 3.5 se muestra un rectificador de media onda que consta de un diodo en serie con una resistencia R, cuya fuente de FEM es una entrada senoidal. Se llama rectificador debido a que la señal sinusoidal de entrada es rectificada obteniéndose una señal tal como la mostrada en las figuras 3.6 y 3.7. La forma de onda de salida se explica sencillamente al observar que una fuente alterna cambia de polaridad cada medio ciclo, ocasionando que el diodo solo conduzca durante la mitad de periodo de onda T.

Figura 3.5 Rectificador de media onda

Figura 3.6 Región de conducción (0 T/2) UNIVERSIDAD AUTÓNOMA DEL ESTADO DE MORELOS – FACULTAD DE CIENCIAS QUÍMICAS E INGENIERÍA - INGENIERÍA ELÉCTRICA FECHA DE CREACIÓN FEBRERO DE 2005

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Figura 3.7 Región de no conducción (T/2T) En una onda senoidal pura el valor promedio (o valor de cd) es igual a cero, sin embargo para una media onda rectificada (refiérase a la figura 3.8), el valor promedio esta dado por Vdc = Vm/ = 0.318Vm  Siendo Vm el valor máximo (o valor pico)

(2.2a)

Figura 3.8 Efecto de Vt sobre la señal rectificada de media onda Para el caso en el que se emplea la segunda aproximación del diodo el efecto de la fuente Vt se presenta en la figura 3.9 y para este caso se tiene que: Vdc = 0.318(Vm – Vt)



(2.2b)

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Figura 3.9 Efecto de Vt sobre la señal rectificada de media onda Valor PIV. Al diseñar un rectificador de media onda siempre debe observar que el valor nominal de pico inverso PIV del diodo sea al menos igual que el valor máxima de la onda senoidal, con la finalidad de que durante la polarización inversa el diodo no entre a la región zener; es decir: Valor nominal PIV >= Vm



(2.2c) para el rectificador de media onda

3.4.2 RECTIFICADOR DE ONDA COMPLETA Es posible construir rectificadores de onda completa mediante un puente de diodos o bien a partir de un transformador con derivación central.

3.4.2.1

RECTIFICADOR CON PUENTE DE DIODOS

Un puente de diodos como el mostrado en la figura 3.10 es en sí mismo un rectificador de onda completa, en la figura 3.11 se observa la señal aplicada y la señal resultante, obsérvese de la figura 3.10 que la señal de salida se mide a través de la resistencia R como es lógico.

Figura 3.10 Puente rectificador de onda completa

Figura 3.11 Formas de onda de entrada y de salida para un rectificador de onda completa.

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Para un rectificador de onda completa se tiene que Vdc = 0.636Vm  (2.3a) O bien, si se considera el potencial de conducción del diodo Vdc = 0.636(Vm – 2*Vt)  (2.3b) Siendo Vt = 0.7 para Si y 0.3 para Ge Valor PIV. En este caso el valor pico inverso para cada diodo del rectificador de onda completa con puente de diodos debe ser al menos igual al valor máximo de la onda de entrada: PIV >= Vm

 (2.3c) (Para el rectificador de onda completa con puente de diodos)

3.4.2.2 RECTIFICADOR CENTRAL

CON

TRANSFORMADOR

DE

DERIVACIÓN

El transformador Un transformador como el mostrado en la figura 3.12 es una máquina estática diseñada exclusivamente para ser alimentada por fuentes de ca senoidales. El transformador tiene las siguientes características:   

Transfiere energía eléctrica de un circuito a otro sin cambio de frecuencia Lo hace bajo el principio de inducción electromagnética (Ley de Faraday) Tiene circuitos eléctricos aislados entre sí (sin conexión eléctrica entre las bobinas), que son eslabonados por un circuito magnético común (mediante un núcleo de hierro laminado).

Figura 3.12 El transformador monofásico

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Un transformador consta de dos bobinas devanadas en un núcleo (de hierro) común, la bobina primaria que se conecta a la fuente de alimentación senoidal recibe el nombre de devanado primario y la bobina que se conecta al circuito de salida recibe el nombre de devanado secundario. Al aplicar un voltaje V1 en el devanado 1 se induce (de acuerdo a la ley de Faraday) un voltaje V2 en el devanado 2. Las siguientes ecuaciones definen completamente el comportamiento de un transformador monofásico: V1 = a * V2



a = N1/N2;

P1 = P2



V1*I1 = V2 *I2



(2.4a)



(2.4b)

Es decir:

a

V 1 I 2 N1   V 2 I1 N 2

P1 = P2

Donde: a = relación de transformación (relación de vueltas) N1, N2 =número de vueltas de los devanados 1 y 2 V1, V2 = voltajes en los devanados 1 y 2 I1, I2 = corrientes en los devanados 1 y 2 P1, P2 = potencias en los devanados 1 y 2 Si una carga RL se conecta al secundario del transformador, entonces el valor de RL observado (véase la figura 3.12) desde el primario esta dado por: R‟L = a2 * RL



(2.4c)

Cuando se utiliza un transformador con derivación central (o transformador con tap central; es un transformador que posee una salida central en el devanado secundario), es posible utilizar solamente dos diodos para diseñar un rectificador de onda completa, tal circuito se muestra en la figura 3.13.

Figura 3.13 Rectificador de onda completa con transformador con derivación central La rectificación se lleva a cabo como se muestra en las figuras 3.14 y 3.15, obsérvese que durante la mitad de onda positiva el diodo superior conduce y el diodo inferior no conduce; sucede lo contrario durante la otra mitad de onda

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Figura 3.14 Condiciones de red para la región positiva de vi º

Figura 3.15 Condiciones de red para la región negativa de vi

º Valor PIV. En este caso el valor pico inverso para cada diodo del rectificador de onda completa con transformador con derivación central debe ser al menos dos veces el valor máximo de la onda de entrada: PIV >= 2Vm

 (2.4d) (Para el rectificador de onda completa con transformador de tap central)

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Capítulo 4. FUENTES DE ALIMENTACIÓN Y CI REGULADORES DE VOLTAJE Una fuente de alimentación ideal es una fuente de voltaje continuo o como se denomina voltaje dc, tanto operando sin carga (en vacío) como operando con carga, la gráfica de la fuente de alimentación ideal debe ser una línea recta horizontal sin rizo.

4.1 COMPONENTES DE UNA FUENTE DE ALIMENTACIÓN Una fuente de alimentación completa debe seguir el patrón mostrado en el diagrama de bloques de la figura 4.1.

Figura 4.1 diagrama de bloques que muestra las partes de una fuente de alimentación. A continuación se explica la función de cada uno de los elementos que integran la fuente de alimentación: Transformador. Eleva o disminuye una señal de voltaje ac, los transformadores empleados en fuentes de alimentación para efectos electrónicos son generalmente transformadores reductores. Rectificador. Rectifica la señal alterna que sale del transformador en una señal directa (que no alterna su polaridad) aunque esta señal es aún cambiante en magnitud, las fuentes de alimentación emplean rectificadores de onda completa construidos a partir de diodos (véase el capitulo referente a diodos). Filtro. Filtra la señal que sale del rectificador y que es cambiante en amplitud, a una señal “casi continua” que sin embargo posee una pequeña variación denominada rizado. Los filtros se construyen a partir de circuitos R-C. CI regulador. Convierte la señal de “casi continua” a “continua completamente”, es decir se alimentan de un voltaje cambiante en amplitud y devuelven un voltaje fijo a su salida. Los reguladores se pueden construir a partir de transistores, aunque los hay de circuito integrado (CI).

4.2 DEFINICIÓN DE RIZO Y REGULACIÓN DE VOLTAJE La señal de entrada al filtro es una onda rectificada completa, pero no continua, la salida será la superposición de dos ondas una onda continua y una onda alterna tal como se ilustra en la figura 4.2. La señal en cd es detectada por un voltímetro de cd, mientras que para detectar solamente la señal de ca es necesario conectar un capacitor en serie para bloquear la señal de cd, entonces la lectura del voltímetro de ca será el valor rms de ca. Bajo esta consideración se define al rizo como: Rizo(r) = voltaje de rizo (rms) / voltaje cd = Vr(rms) / Vdc *100%



(4.1a)

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En realidad el rizo es debido a la carga y descarga de los capacitores que forman parte de un filtro de capacitor.

Figura 4.2 Forma de onda del filtro de voltaje que muestra los voltajes de cd y de rizo. La regulación es una medida de la estabilidad del voltaje en vacío (cuando no hay carga conectada a la fuente) respecto al voltaje de plena carga (cuando hay carga conectada a la fuente de alimentación) Regulación de voltaje (%V.R.) = (VNL – VFL) / VFL *100% Donde:



(4.1b)

VNL =Voltaje en vacía (sin carga) VFL = Voltaje a plena carga

Una regulación de 0% significa que se tienen una fuente de voltaje perfecta.

4.2.1 CALCULO DEL RIZADO A LA SALIDA DE UN RECTIFICADOR La señal de salida de un rectificador se puede descomponer también en dos ondas, una componente directa y una componente alterna, entonces al aplicar la ecuación 4.1a se obtiene el % de rizado. Rizado del rectificador de media onda.

r

Vr (rms) 0.385Vm *100%  *100%  121% Vdc 0.318Vm



(4.1c)



(4.1d)

Donde: Vm = Voltaje máximo o voltaje de pico. Rizado del rectificador de onda completa.

r

Vr (rms) 0.308Vm *100%  *100%  48% Vdc 0.636Vm

El rizado del rectificador de onda completa es mejor que el rizado del rectificador de media onda. Nota. Los valores de Vr (rms) =0.385 y Vr=0.308 (rms) para los rectificadores de media onda y onda completa respectivamente se dejan a demostración del lector.

4.3 FILTRADO La siguiente tabla resume los tipos de filtros más comunes, así como el cálculo del rizado y el circuito asociado.

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Tipo de filtro

Circuito

Filtro simple de capacitor

Figuras 4.3 y 4.4

Voltaje de rizo Vr(rms)

Vr (rms) 

I dc 4 3 * fC

2.4 * I dc Vr (rms)  C Vr (rms) 

Filtro R-C

Figuras 4.5 y 4.6

Este filtro consiste en realidad en un filtro RC conectadºo a la salida del filtro simple de capacitor.

Notas: Idc Vdc RL C Xc

Voltaje de cd Vdc

I dc 4 fC 4.17 I dc  Vm  C

Vdc  Vm  Vdc

XC *Vr (rms) R 1 Xc  2 * * f * C

Considerando que Vdc  Vm

r

2.4 I dc *100% C *Vdc

r

2.4 *100% RL * C

f=60 Hz

2.4 *Vdc RL * C

V ' (rms) 

Rizo

V 'dc 

RL *Vdc R  RL

r

V 'r (rms) V 'dc

Para un rectificador de onda completa f=120 Hz, así:

Xc 

1.3 C

se expresa en mA se expresa en volts se expresa en k se expresa en F se expresa en k

Es posible conectar en serie varios filtros R-C para obtener un mejor rizado (cercano a cero), solo debe tenerse en cuenta que Vr representa el voltaje de rizado del filtro anterior así mismo sucede con Vdc.

4.4 REGULADORES DE VOLTAJE DE CI Los reguladores de CI contienen los circuitos de la fuente de referencia: el amplificador comparador, el dispositivo de control y la protección contra sobrecarga. Los hay para voltaje fijo positivo (serie 7800) y voltaje fijo negativo (serie 7900), aunque también los hay de voltaje ajustable (LM317). Los reguladores de CI poseen tres terminales Vi (entrada), GND (tierra) y Vo (salida), las hojas de especificaciones listan los rangos de Vi para que se mantenga la salida Vo fija, también listan la cantidad de cambio en el voltaje de salida como resultado de un cambio en la corriente UNIVERSIDAD AUTÓNOMA DEL ESTADO DE MORELOS – FACULTAD DE CIENCIAS QUÍMICAS E INGENIERÍA - INGENIERÍA ELÉCTRICA FECHA DE CREACIÓN FEBRERO DE 2005

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de carga (regulación de carga) o debido a un cambio en el voltaje de entrada (regulación de línea).

4.4.1 REGULADORES DE VOLTAJE FIJO La serie 7800 ofrece CI reguladores de voltajes fijos positivos desde +5 a +24 volts, mientras que la serie 7900 ofrece CI reguladores de voltaje fijo negativo desde -5 a -24 volts, en la siguiente tabla se listan los CI reguladores de ambas series, obsérvese que en la nomenclatura los últimos 2 dígitos indican el voltaje nominal de salida.

Reguladores de voltaje positivo. Serie 7800 Parte CI Voltaje de salida Voltaje mínimo de (Vo) Volts entrada (Vi) Volts 7805 +5 7.3 7806 +6 8.3 7808 +8 10.5 7810 +10 12.5 7812 +12 14.6 7815 +15 17.7 7818 +18 21.0 7824 +24 27.1 Valores nominales absolutos máximos para la serie 7800 Voltaje de entrada 40 V Disipación continua total 2W Rango de temperatura de operación al aire -65 a 150 ºC libre

Reguladores de voltaje negativo. Serie 7900 Parte CI Voltaje de salida Voltaje mínimo de (Vo) Volts entrada (Vi) Volts 7905 -5 -7.3 7906 -6 -8.4 7908 -8 -10.5 7909 -9 -11.5 7912 -12 -14.6 7915 -15 -17.7 7918 -18 -20.8 7924 -24 -27.1

En la figura 18.26 se muestra la forma apropiada de conectar un CI regulador, en este caso el 7812, obsérvese que se tienen dos filtro de capacitor (C1 y C2), el primero es el filtro común, mientras que C2 es un filtro para ruidos de alta frecuencia.

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Figura 4.7 Conexión del regulador de voltaje 7812.

4.4.1.1

HOJA DE ESPECIFICACIONES DEL REGULADOR DE CI A7812C

A manera de ejemplo se muestra a continuación la hoja de especificaciones del regulador de CI A7812C de FAIRCHILD, en la parte inferior se da una breve explicaron de los parámetros más importantes.

Datos de la hoja de especificaciones del CI A7812C Parámetro Mínimo Típico Máximo Voltaje de salida 11.5 12 12.5 Regulación de entrada 3 12.0 Rechazo de rizo 5.5 71 Regulación de salida 4 100 Resistencia de salida 0.018 Diferencia de voltaje 2.0 Corriente de salida de corto 350 circuito Corriente de salida pico 2.2

Unidades V mV dB mV Ω V mA A

Voltaje de salida. Es el rango de voltajes de salida que el fabricante determina para cada dispositivo de la misma serie en particular (para el 7812 significa que puede variar entre 12 y 12.5). Regulación de salida. Expresa el cambio en la salida (voltaje) como consecuencia de cambios en la corriente de carga. Para el 7812 la regulación de salida típica es de 4 mV para cambios en la corriente de carga desde 0.25 hasta 0.75 Amperes. Corriente de salida de corto circuito. Es la corriente demandada por el CI cuando sus terminales se hayan bajo corto circuito accidental o debido a defectos en el CI. Diferencia de voltaje. Representa la diferencia de Vi-Vo, es decir como se muestra en la tabla superior, la entrada siempre debe ser mayor que la salida para que el CI opere como regulador con la regulación de voltaje especificada. En el caso del 7812 la entrada debe ser mínimo 12+2=14 V, siendo 14-12=2 la diferencia de voltaje. Corriente de salida pico. El 7812 tiene una corriente nominal máxima de 1.5 A; sin embargo puede soportar hasta 2.2 A máximos durante un breve periodo.

4.4.2 REGULADORES DE VOLTAJE AJUSTABLE Los reguladores ajustables de 3 terminales permiten ajustar el voltaje de salida por medio de una terminal denominada ADJ (ADJUSTMEN). En la siguiente tabla se muestran algunos de ellos.

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Parte IC LM317 LM337 LM338 LM350

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Reguladores de tensión ajustable Rango de Corriente Diferencia operación máxima de voltaje 1.2 a 32 V 1.5 A 2.5 -32 a -1.2 1.5 A 2.5 1.2 a 32 V 5A 2.7 1.2 a 33 V 3A 2.5

Reguladores de salida doble (Positiva y negativa) RC4194 0 a +/- 32 V 0.15 3 RC4195 +/-15V 0.15 3 En la figura 4.8 se muestra la forma correcta de conectar un regulador LM317 para obtener una salida variable a través de los resistores R1 y R2. En este circuito el voltaje de salida Vo, esta dado por:

VO  Vref * (1 

R1 )  I adj * R2 R2



(4.2)

Con valores típicos de: Vref = 1.25 V Iadj = 100 A R1 = 240 Ω Entonces R2 se puede variar a través de un potenciómetro para obtener un nivel de Vo variable.

Figura 4.8 Conexión del regulador de voltaje ajustable LM317 Los CI RC194 y RC195 se denominan reguladores de tensión duales (dual tracking regulators) debido a que generan a la salida dos voltajes de igual magnitud; pero de polaridad contraria.

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Capítulo 5. TRANSISTORES BIPOLARES DE UNION. BJT De 1904 a 1947 en tubo de vació (presentado por J. A. Fleming en 1904) fue el dispositivo electrónico mas utilizado. Por esa misma época en 1906 Lee De Forest, presento un bulbo de tres terminales (el triodo) que sin embargo no tuvo aplicación inmediata. No fue sino hasta 1947 (el 23 de diciembre) cuando Walter H. Brattain y John Bardeen demostraron la acción amplificadora del transistor en los laboratorios Bell Telephone.

5.1 CONSTRUCCIÓN DEL TRANSISTOR El transistor es un dispositivo de tres terminales que se construye uniendo tres capas de material semiconductor extrínseco. En la figura 5.1 se muestran los dos tipos de transistor BJT existentes, el transistor pnp y el transistor npn, cada uno con una forma de polarización correcta 7. Las terminales del transistor reciben los siguientes nombres: emisor E, base B y colector C, tal como se muestra en la figura. La capa del emisor se encuentra fuertemente dopada, la del colector ligeramente dopada, mientras que la de la base se encuentra muy poco dopada. La proporción de espesor total con respecto a la capa central (B) es 150:1, así mismo la proporción de dopado de las capas externas respecto a la capa central es cercana a 10:1.

Figura 5.1 Tipos de transistores: (a) npn; (b) pnp En este capítulo se estudia un tipo especial de transistor denominado Transistor Bipolar de Unión BJT, el término Bipolar refleja el hecho de que tanto electrones como huecos participan en el proceso de conducción.

5.2 OPERACIÓN DEL TRANSISTOR La siguiente afirmación es la base para el entendimiento de las distintas configuraciones del transistor y debe comprenderse totalmente: Regla de polarización del transistor. Si la unión pn de un transistor se encuentra en polarización directa (polarización de conducción); entonces la restante unión np debe encontrarse en polarización inversa. Existen más formas posibles de configuración correctas que serán mostradas más adelante en este capítulo, la mostrada en la figura 3.2 se denomina configuración base común. 7

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Refiérase a la figura 5.1 para su comprensión. Cuando el diodo se polariza siguiendo la consideración anterior, entonces por la unión polarizada en directa existe gran conducción, puesto que la región de agotamiento es muy estrecha tal como lo indica la figura 5.2, a diferencia de lo ancho de la región de agotamiento de la unión polarizada en inversa. En la misma figura se puede apreciar las corrientes resultantes, la mayor parte de corriente se dirige de emisor a colector, mientras que una corriente mínima se dirige de emisor a base. Aplicando la LCK al transistor se tiene que:

I E  IC  I B

(5.1a)



Sin embargo y como es posible también apreciar de la figura 5.2, la corriente de colector, está formada por dos componentes:

I C  I Cmayoritario  I minoritario 

(5.1b)

A la componente de corriente minoritaria se le denomina corriente de fuga y es del orden de entre 10-6 y 10-9 por lo que generalmente se desprecia (esta corriente es sensible a la temperatura).

Figura 5.2 Flujo de portadores mayoritarios y minoritarios en un transistor pnp

5.3 CONFIGURACIONES DEL TRANSISTOR Siguiendo la regla de polarización del transistor, son posibles tres configuraciones a continuación numeradas:   

Configuración base común Configuración emisor común Configuración colector común

El término común se deriva del hecho de que en cada configuración la terminal con el adjetivo “común”, es común tanto a la entrada como a la salida.

5.3.1 CARACTERÍSTICAS GENERALES DEL TRANSISTOR BJT Las siguientes ecuaciones definen completamente las características del transistor BJT y serán explicadas a lo largo del capítulo: UNIVERSIDAD AUTÓNOMA DEL ESTADO DE MORELOS – FACULTAD DE CIENCIAS QUÍMICAS E INGENIERÍA - INGENIERÍA ELÉCTRICA FECHA DE CREACIÓN FEBRERO DE 2005

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VBE  0.7V I E  (  1) * I B  I C

I C  I B



(5.2a)



(5.2b)



(5.2c)

 43

Ec5.2a. Cuando el transistor BJT se halla en estado encendido se produce una diferencia de potencial constante de 0.7 V entre las terminales base y emisor, es decir Vbe = 0.7 V, para cualquier nivel de corriente del emisor demandada por la red externa (red de carga). Alfa En condiciones de cd alfa se define como

 cd 

Ic Ie



(5.3a)

Bajo condiciones de ca, alfa se conoce como factor de amplificación de base común de “corto circuito” y se define como

 ac 

Ic Ie

para Vcb constante 

(5.3b)

Los valores reales de alfa se encuentran en el rango de 0.90 a 0.998 y son muy parecidos tanto en cd como en ca para un transistor en particular. Beta En condiciones de cd beta se define como:

 cd 

Ic Ib



(5.4a)

En las hojas de especificaciones es común referirse a Bcd como hFE. Bajo condiciones de ca, beta se conoce como factor de amplificación de corriente directa en emisor común, en las hojas de especificaciones se conoce como hfe y queda definida por:

 ac 

Ic Ib

para Vce constante 

(5.4b)

Los valores reales de beta se encuentran en el rango de 50 a 450 siendo 200 el valor más comúnmente encontrado. Simbología. La flecha dentro del símbolo del transistor define la dirección de la corriente del emisor como se puede apreciar en las figuras 5.3 (a) y (b).

5.3.2 CONFIGURACIÓN BASE COMÚN La figura 5.3 muestra esta configuración, las curvas características del transistor bajo esta configuración, se muestran en las figuras 5.4 y 5.5. Las curvas de la figura 5.4 corresponden a las características de entrada o de excitación (Vbe, Ie), mientras que las curvas de la figura 5.5 corresponden a las características de salida (Vcb, Ic).

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Figura 5.4 Características de entrada o de excitación para un amplificador de silicio base común.

Figura 5.3 Notación y símbolos empleados en la configuración de base común: (a) transistor pnp; (b) transistor npn. La gráfica 5.4 relaciona los valores de corriente del emisor (Ie) al variar los valores de voltaje base emisor (Vbe), para distintos valores fijos de voltaje colector base (Vcb)

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Figura 5.5 Características de salida o del colector para un amplificador de transistor de base común. La gráfica 5.5 relaciona los valores de corriente de colector (Ic) al variar los valores de voltaje colector base (Vcb), para distintos valores fijos de corriente de emisor (Vcb) En esta curva se distinguen tres zonas:  Región de saturación. Es aquella región que inicia donde Vcb0. En esta condición de polarización presentada en la figura 7.3 y graficada en la figura 7.4 (en realidad esta es una gráfica de la resistencia del canal-n del JFET: R =Vds/Id) se observa un incremento continuo de Id (corriente de drenaje) para valores cada vez más positivos de Vp. Sin embargo en el punto en que Vgs=0 y Vds=Vp, se observa que Idss permanece constante para cualquier valor de Vds>Vp y se dice que se ha alcanzado el nivel de saturación. Al valor de Vp que ocasiona este comportamiento se le denomina voltaje de estrechamiento, este nombre se asocia con el estrechamiento del canal-n, como se muestra en la figura 7.5. Adviértase que la corriente no decae a cero amperes, si no que solamente permanece constante, pero no solo eso, sino que además es la corriente máxima y se denomina corriente de drenaje máxima (Idss).

Figura 7.3 JFET con Vgs = 0 y Vds > 0

Figura 7.4 Id en función de Vds cuando Vgs = 0

Vgs0, los huecos (+) del sustrato (S) serán repelidos hacia el extremo opuesto, formándose un canal-n que unirá las regiones dopadas-n del drenaje (D) y la fuente (S) La gráfica de características de transferencia del MOSFET tipo incremental de canal-n se muestra en la figura 7.16, allí se observa como la corriente de drenaje permanece igual a cero (Id=0) hasta el momento en que el voltaje de compuerta fuente positivo alcanza un nivel conocido como voltaje de umbral Vt, después de este punto se sigue un rápido incremento en la corriente de drenaje (Id) con el correspondiente avance de Vgs hacia valores cada vez más positivos, obsérvese también de la gráfica que este MOSFET opera únicamente en la región incremental.

Figura 7.16 Gráfica de características de transferencia de un MOSFET de tipo incremental de cana–n a partir de las características de drenaje. UNIVERSIDAD AUTÓNOMA DEL ESTADO DE MORELOS – FACULTAD DE CIENCIAS QUÍMICAS E INGENIERÍA - INGENIERÍA ELÉCTRICA FECHA DE CREACIÓN FEBRERO DE 2005

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Para niveles de Vgs > Vt, la corriente del drenaje está relacionada con el voltaje compuertafuente aplicado mediante la siguiente relación no lineal:

I D  k (VGS  VT ) 2



(7.4a)

Donde: k = es una constante que a su vez está en función de la fabricación del dispositivo y se puede encontrar a partir de la siguiente relación (derivada de la anterior)

k

I Dq (VGSq  VT ) 2



(7.4b)

Donde: ID y VGS, son los valores cualesquiera (siempre que VGS> VT) que definen un punto en la gráfica de transferencia.

7.4.3 MOSFET DE TIPO INCREMENTAL DE CANAL-P En la figura 7.17 se muestra en (a) la construcción básica del MOSFET incremental canal-p, en (b) la gráfica de transferencia (Vgs – Id) y en (c) las características de drenaje (Vds – Id). Las ecuaciones definidas para el MOSFET tipo incremental canal-n siguen siendo aplicables.

Figura 7.17 MOSFET tipo incremental de canal-p. (a) Construcción básica; (b) grafica de transferencia y (c) características de drenaje.

7.5 RECOMENDACIONES DE PROTECCIÓN PARA UN MOSFET



La delgada capa de SiO2 que se encuentra situada entre la compuerta y el canal de un

MOSFET tiene el efecto positivo de ofrecer una característica de alta impedancia de entrada; pero tiene el inconveniente de requerir un alto grado de cuidado en su manejo, con el objetivo de no provocar potenciales peligrosos que puedan dañarla. Por ello cuando se transporte debe

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hacerse dentro de papel aluminio (para mantener en corto circuito las terminales) o bien mediante un anillo (de forma que las terminales se encuentren todas a cero volts de potencial).



Cuando un dispositivo es retirado del circuito energizado (alimentado), se producen

transitorios (cambios bruscos en el voltaje o la corriente) en la red que pueden dañar los dispositivos delicados como los MOSFET, es por ello haga costumbre siempre desenergizar el circuito antes de retirar un dispositivo.



La configuración mostrada en la figura 7.18 protege al

MOSFET contra potenciales por encima del voltaje compuertafuente máximo, esto se logra a través de los diodos Zener conectados como se indica. Una desventaja de la protección a través de diodos Zener consiste en que la resistencia de apagado de un diodo Zener es menor que la impedancia de entrada establecida por la capa de SiO2 , reduciendo así la resistencia de entrada, que sin embargo sigue siendo suficientemente alta para la mayoría de las aplicaciones.

Figura 7.18 MOSFET protegido por zeners

7.6 EL FET VERTICAL DE ÓXIDO-SILICIO. VMOS Una de las desventajas del MOSFET típico son los bajos niveles de manejo de potencia (por lo general menos de 1 W) en comparación con los transistores BJT. Tal insuficiencia se supera al cambiar la forma del FET de una planar (figura 7.11) a otra en forma de V (figura 7.19). A este FET se le llama VMOS (Vertical Metal-Oxide-Silicon)

Figura 7.19 Construcción de un VMOS (Vertical Metal-Oxide-Silicon). Características principales del VMOS.  Comparados con los MOSFET planares disponibles comercialmente, los FET VMOS posee niveles reducidos de resistencia en el canal y mayores valores nominales, de corriente y de potencia  Poseen un coeficiente positivo de temperatura que actuará en contra de una posible avalancha térmica.

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

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Los niveles reducidos de almacenamiento de carga dan por resultado tiempos de conmutación más rápidos para la construcción de VMOS en comparación de los niveles altos de conmutación para la construcción planar convencional. En efecto el tiempo de conmutación de un VMOs es ½ del tiempo de conmutación de un BJT.

7.7 ARREGLO COMPLEMENTARIO DE MOSFET. CMOS Es posible tener un circuito lógico muy efectivo al construir un MOSFET de canal-p y de canal-n sobre el mismo sustrato, como se muestra en la figura 5.45. Observe a la izquierda el canal p inducido y a la derecha el canal n inducido para los dispositivos de canal-p y canal-n respectivamente. A esta configuración se le conoce como arreglo complementario de MOSFET, y se abrevia CMOS; tal configuración tiene extensas aplicaciones en lógica de computadoras. La impedancia de entrada relativamente alta, las rápidas velocidades de conmutación, y los bajos niveles de potencia de operación de la configuración CMOS dan por resultado una disciplina totalmente nueva que se denomina diseño lógico CMOS.

Figura 7.20 CMOS en conexión de inversor lógico.

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Capítulo 8. POLARIZACIÓN DEL FET En el capitulo anterior se realizo un estudio comparativo entre transistores BJT y FET, también se estudiaron los tipos dos tipos de FETS: JFET y MOSFET, se presentaron sus curvas características y las ecuaciones que las definen. En el presente capítulo se estudiaran circuitos con FETS aplicando las ecuaciones del capítulo previo. Los circuitos a estudiar corresponden a las diferentes configuraciones que ya se han presentado en el estudio de polarización de BJTs. Como es sabido, el análisis puede realizarse matemáticamente o bien gráficamente con muy poca diferencia en la exactitud de los resultados, se optará por realizar el análisis gráfico ya que este representa un significativo ahorro de tiempo y es ventajosamente más ilustrativo. Recuérdese que cuenta con un sistema de dos ecuaciones, la primera (no lineal) representa las características del dispositivo, mientras que la segunda (lineal) representa la configuración de la red y que el método matemático consiste en hallar una solución simultanea de las ecuaciones, mientras que el gráfico consiste en hallar la intersección de las curvas representativas de cada ecuación, tal intersección representa la solución y es el punto de operación, de trabajo o de estabilidad Q.

8.1 RESUMEN DE ECUACIONES PARA EL ANÁLISIS DE FETs La siguiente tabla muestra las ecuaciones que definen las características de los transistores FETS con el objeto de que se consulten en los problemas de análisis. Resumen de ecuaciones características de transistores FETs Ecuación Se aplicable a: Todos los transistores FET. I  0A G

ID  IS

Todos los transistores FET. 2

 V  I D  I DSS 1  GS   VP  I D  k (VGS  VT ) 2 I Dq k (VGSq  VT ) 2

Los transistores JFET y MOSFET tipo decremental (Ecuación de Shockley). Transistores MOSFET de tipo incremental. Nota: (VGSq, IDq) definen un punto cualquiera en la gráfica de transferencia

En la tabla siguiente se resumen las ecuaciones de red para cada una de las configuraciones allí mostradas, la determinación de tales ecuaciones se realiza aplicando correctamente las leyes de voltaje de Kirchoff a las mallas de la red.

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Tabla R1. Configuraciones de polarización del FET

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8.2 ANÁLISIS DEL JFET POLARIZADO EN CD El análisis de polarización de cd para el JFET para distintas configuraciones de red, se mostrara mediante ejemplos demostrativos. El procedimiento genérico para el análisis del JFET es el siguiente: 1. Trazar la curva de transferencia mediante los puntos clave de la ecuación de Shockley numerados en la Tabla T2. 2. Elegir la ecuación de la recta de carga de la tabla r1, de acuerdo a la configuración de la red. 3. Trazar la recta de carga sobre la curva de transferencia. 4. Hallar el punto de operación Q. 5. Determinar los otros parámetros de la red, mediante las ecuaciones correspondientes de acuerdo a la tabla r1.



Ejemplo demostrativo. Para la configuración de polarización fija mostrada en la figura 8.1

determine lo siguiente: a) VGSq b) IDq c) VDS d) VD e) VG f) VS

Solución. Método matemático. (a) VGSq=-VGS=-2V (b) IDq=IDSS(1-VGS/VP)2 = 10mA(1- -2v/-8V)2 = 5.625 (c) VDS=VDD – IDRD = 16V - 5.625mA * (2kΩ) = 4.75 V (d) VD = VDS = 4.75 V (e) VG=VGS = -2V (f) VS = 0V

Figura 8.1 Configuración de polarización fija del JFET.

Método gráfico. Primero se dibuja la gráfica de Shockley a partir de los puntos clave de la ecuación de Shockley (numerados en la Tabla T2), sobre esta gráfica se dibuja una línea recta VGS = -VGG = -2V. La gráfica y la línea recta se muestran en la figura 8.2. Entonces los valores buscados se encuentran fácilmente al observar la gráfica. (a) VGSq=-VGS=-2V (b) IDq= 5.6 (c) VDS=VDD – IDRD = 16V - 5.6mA * (2kΩ) = 4.8 V (d) VD = VDS = 4.8 V (e) VG=VGS = -2V (f) VS = 0V

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Figura 8.2 Análisis del JFET bajo configuración de polarización fija mediante la recta de carga.



Ejemplo demostrativo. Para la configuración de autopolarización mostrada en la figura 8.3

calcule lo siguiente: g) VGSq h) IDq i) VDSt j) VS k) VG l) VD Solución. Primero se dibuja la gráfica de Shockley a partir de los puntos clave de la ecuación de Shockley (numerados en la Tabla T2), sobre esta gráfica se dibuja una línea recta definida por la ecuación VGS = -IDRS, la cual tiene un pendiente –RS, Para su trazado basta encontrar dos punto, el primero es (0,0) y el segundo se puede elegir arbitrariamente, tal como (-IDRS, ID=IDSS/2), luego se trazan las gráficas y su intersección define el punto de operación Q, tal como se muestra en la figura 6.15. (a) (b) (c) (d) (e) (f )

Figura 8.3 Configuración de autopolarización del JFET.

VGSq=-VGS=-2.6 V (de la gráfica) IDq= 2.6 mA (de la gráfica) VDS=VDD – ID(RS + RD) = 20V-2.6*(1kΩ+3.3kΩ) = 8.82V VS = IDRS = 2.6mA*(1kΩ)= 2.6V VG= 0 V VD= VDS + VS =8.82V+2.6V =11.42V, o bien VD = VDD - IDRD=20V - 2.6mA*(3.3kΩ) = 11.42V

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Figura 6.15 Análisis del JFET bajo configuración de autopolarización mediante la recta de carga.

En particular es posible demostrar que para la configuración de autopolarización, niveles crecientes de RS acercan la recta de carga al eje I D (eje vertical).



Ejemplo demostrativo. Para la configuración por divisor de voltaje mostrada en la figura 8.5

determine lo siguiente: a) VGSq b) IDq c) VD d) VS e) VDS f) VDG Solución. Primero se dibuja la gráfica de Shockley a partir de los puntos clave de la ecuación de Shockley (numerados en la Tabla T2), la gráfica se muestra en la figura 8.6. Luego se halla la ecuación de la recta de carga, la cual está definida por:

VG 

R2V D D 270k * 16V   1.82V R1  R2 2.1M  0.27 M

Figura 8.5 Configuración por divisor de voltaje del JFET.

VGS  VG  I D RV S  1.82V  I D (1.5k) La segunda ecuación es la correspondiente a la recta de carga y es de la forma y =mx+b (pendiente-ordenada al origen). Para su trazado se pueden hallar cualesquiera dos puntos, por ejemplo: Si ID=0 mA: VGS = +1.82 Si VGS=0V: ID = VG/RS=1.82V / 1.5kΩ = 1.21 mA La recta de carga se muestra en la figura 8.6, entonces el punto de operación es la intersección entre las dos curvas, es decir: (a) VGS = -1.8 V

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(b) (c) (d) (e)

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IDq = 2.4 mA VD = VDD - IDRD =16V-2.4mA*2.4kΩ = 10.24V VS = IDRS = 2.4mA*1.5kΩ = 3.6V VDS = VDD - ID(RD + RS) = 16V-2.4mA*(2.4kΩ + 1.5kΩ) = 6.64V, o bien VDS = VD –VS = 10.24V - 3.6V = 6.64V VDG = VD –VG = 10.24V – 1.82V = 8.42V

(f )

Figura 8.6 Análisis del JFET bajo configuración por divisor de voltaje mediante la recta de carga.



Ejemplo demostrativo. Para la configuración de compuerta común mostrada en la figura 8.7

determine lo siguiente: a) VGSq b) IDq c) VD d) VG e) VS f) VDS

Solución. Primero se dibuja la gráfica de Shockley a partir de los puntos clave de la ecuación de Shockley (numerados en la Tabla T2), la gráfica se muestra en la figura 8.8. Luego se halla la ecuación de la recta de carga, la cual está definida por:

VGS   I D RS

Figura 8.7 Configuración de compuerta común del JFET.

Que es la ecuación del alinea recta de la forma y =mx. Para su trazado se pueden hallar cualesquiera dos puntos, por ejemplo: Si ID=0 mA: VGS = 0 Si ID=6mA: VGS =-6mA*680Ω = -4.08V La recta de carga se muestra en la figura 8.8, entonces el punto de operación es la intersección entre las dos curvas, es decir: (a) VGS  -2.6 V UNIVERSIDAD AUTÓNOMA DEL ESTADO DE MORELOS – FACULTAD DE CIENCIAS QUÍMICAS E INGENIERÍA - INGENIERÍA ELÉCTRICA FECHA DE CREACIÓN FEBRERO DE 2005

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(b) (c) (d) (e) (f )

IDq  3.8 mA VD = VDD - IDRD =12V – 3.8mA*1.5kΩ = 6.3V VG = 0V VS = IDRS = 3.8mA*680Ω = 2.58V VDS = VD –VS = 6.3V-2.58V = 3.72V Figura 8.8 Análisis del JFET bajo configuración de compuerta común mediante la recta de carga.

8.3 ANÁLISIS DEL MOSFET TIPO DECREMENTAL POLARIZADO EN CD El análisis en cd del MOSFET de tipo decremental es muy parecido al análisis del JFET en cd, debido a la semejanza de sus curvas de transferencia, la principal diferencia está en la forma de graficar la ecuación de Shockley para valores positivos de de V GS. Ya que como se ha estudiado, el MOSFET decremental permite valores positivos de V GS así como niveles de ID que exceden a IDSS.



Ejemplo demostrativo. Para la configuración de autopolarización del

MOSFET tipo

decremental canal-n mostrada en la figura 8.9, determinar los valores de: a) VGSq b) IDq c) VD Solución. Se traza la curva de transferencia en la región negativa a partir de los puntos clave de la ecuación de Shockley numerados de la Tabla T2. Para la determinación de la parte positiva, se da un valor arbitrario de VGS en este caso VGS=+2, este valor se sustituye en la ecuación de Shockley resultando: ID = IDSS(1 – VGS/VP)2 = 8mA [1- (2V/-8V)]2 = 12.5 mA

Figura 8.9 MOSFET tipo decremental de canal-n en configuración de autopolarización.

La gráfica de transferencia se muestra en la figura 6.34. La ecuación de autopolarización es: UNIVERSIDAD AUTÓNOMA DEL ESTADO DE MORELOS – FACULTAD DE CIENCIAS QUÍMICAS E INGENIERÍA - INGENIERÍA ELÉCTRICA FECHA DE CREACIÓN FEBRERO DE 2005

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VGS  I D RS Luego: Si ID=0 mA: Si VGS=-6V:

VGS = 0 ID = VGS/RS=-6V / 2.4kΩ = 2.5 mA

La recta de carga se muestra en la figura 8.10, entonces el punto de operación es la intersección entre las dos curvas, es decir: (a) VGS = -4.3 V (b) IDq = 1.7 mA (e) VD = VDD - IDRD = 20V – 1.7mA*6.2kΩ = 9.46V Figura 8.10 Análisis del MOSFET tipo decremental de canal-n, con configuración por autopolarización, mediante la recta de carga.



Ejemplo demostrativo. Para la configuración por divisor

de voltaje del MOSFET tipo decremental canal-n mostrada en la figura 8.11, determinar los valores de: d) VGSq e) IDq f) VDS Solución. Se traza la curva de transferencia en la región negativa a partir de los puntos clave de la ecuación de Shockley numerados de la Tabla T2. Para la determinación de la parte positiva, se da un valor arbitrario de V GS tal como VGS=+1, este valor se sustituye en la ecuación de Shockley resultando: ID = IDSS(1 – VGS/VP)2 = 6mA [1- (1V/-3V)]2 = 10.67 mA

Figura 8.11 MOSFET tipo decremental de canal-n, en polarización por divisor de voltaje.

La gráfica de transferencia se muestra en la figura 6.31. Par hallar la ecuación de la recta de carga, se utilizan las ecuaciones de divisor de voltaje, resultando:

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VG 

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R2V D D 10M * 18V   1.5V R1  R2 10M  110M

VGS  VG  I D RV S  1.5V  I D (750) La segunda ecuación es la correspondiente a la recta de carga. Para su trazado se pueden hallar cualesquiera dos puntos, por ejemplo: Si ID=0 mA: VGS = VG= 1.5 Si VGS=0V: ID = VG/RS=1.5V / 750Ω = 2 mA La recta de carga se muestra en la figura 8.12, entonces el punto de operación es la intersección entre las dos curvas, es decir: (a) VGS = -0.8 V (b) IDq = 3.1 mA (e) VDS = VDD - ID(RD + RS) = 18V - 3.1mA*(1.8kΩ + 750Ω)  10.1V Figura 8.12 Análisis del MOSFET tipo decremental de canal-n, con configuración por divisor de voltaje, mediante la recta de carga.

En particular es posible demostrar que para la configuración de divisor de voltaje para el MOSFET decremental canal-n, niveles crecientes de RS acercan la recta de carga al eje V GS (eje horizontal).

8.4 DISEÑO DE AMPLIFICADORES CON FETS En el proceso de diseño de amplificadores con FETS generalmente se buscan valores de elementos resistivos que proporcionen niveles de voltajes o corrientes fijos, en tal caso el empleo de la Ley de Ohm es de gran ayuda (Resconocida = VR / IR ).

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

 89

Ejemplo demostrativo. Para la red de la figura 8.13, se tienen los

valores de VDq y de IDq. Determinar los valores requeridos de RS y de RD. Aproximarlos a los valores comerciales más cercanos.

Solución. Aplicando la ley de ohm se tiene que:

RD 

VRD VDD  VDq 20V  12V    3.2k I Dq I Dq 2.5mA

Luego se dibuja la curva de transferencia a partir de los puntos clave definidos por la ecuación de Shockley (ya que el transistor es un JFET), tal como se muestra en la figura 8.14.

Figura 8.13 JFET con valores fijos de VDq y de IDq.

Luego el valor correspondiente de de VGSq para IDq=2.5 mA es VGSq= 1V (de acuerdo a la gráfica), entonces Rs está dada por:

 VGSq

RS 

I Dq



 (1V )  0.4k 2.5mA

Los valores comerciales de las resistencias son: RD = 3.3kΩ RS = 0.39 kΩ

Figura 8.14 Curva de transferencia.



Ejemplo

demostrativo.

Para

la

configuración de polarización por divisor de voltaje del MOSFET de la figura 8.15, se tienen los valores fijos de VD = 12V y de VGSq = -2 V. Determinar el valor de RS. Aproxímelo a su valor comercial más cercano.

Figura 8.15 MOSFET con valores fijos de VD y de VGSq.

Solución. Aplicando las ecuaciones de la tabla R1 se tiene que:

47k * 16V  5.44V 47k  91k V  V D 47 16V  12V I D  DD   2.22mA RD 1.8k

VG 

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Luego se escribe la ecuación para VGS y se resuelve para RS.

VGS  VG  I D RS RS 

VG  VGS 5.44V  (2V )   3.35k ID 2.22mA

El valor comercial de la resistencia es: RS = 3.3 kΩ

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Capítulo 9. INTRODUCCIÓN A LOS AMPLIFICADORES CON TRANSISTORES. MODELOS DE PEQUEÑA SEÑAL Hasta ahora se ha realizado el estudio de transistores cuando se polarizan en corriente directa (cd), en este capítulo se analizan circuitos con transistores que operan con señales de corriente alterna senoidal (ac). La naturaleza del análisis queda determinada por la magnitud de la señal ca aplicada a la red de transistores, por lo que existen técnicas de análisis de pequeña y gran señal. En cualquier caso, la red de transistores se representa por un modelo que es un circuito equivalente en el dominio de ac, en el caso de pequeña señal existen dos modelos: el modelo re y el modelo equivalente híbrido. El análisis completo incluye tanto las técnicas de polarización de cd como las técnicas de análisis de ca.

9.1 CIRCUITOS AMPLIFICADORES CON TRANSISTORES Una de las aplicaciones más importantes de los transistores es el diseño de circuitos amplificadores. Un circuito amplificador es aquel que recibe una señal de entrada y produce una señal amplificada a su salida, esto significa que la potencia de salida es mayor que la potencia de entrada. En realidad los transistores amplifican señales de ca transfiriendo energía de fuentes de cd, es decir existe un intercambio de potencia de cd al dominio de ca que permite establecer una potencia mayor a la salida. Esto cumple totalmente con el principio de conservación de la energía, y se define a la eficiencia de conversión como:



Po (ac) Pi (dc)



(9.1)

9.1.1 MODELO EQUIVALENTE DE TRANSISTORES BIPOLARES PARA ANÁLISIS DE AC Para Efecto de análisis de pequeña señal de ca senoidal, las redes que involucran transistores BJT se deben modelar de acuerdo a las siguientes reglas: 1. Hacer todas las fuentes de cd iguales a cero y reemplazarlas por un corto circuito equivalente. 2. Reemplazar todos los capacitores por un corto circuito equivalente. 3. Obtener un equivalente de todos los resistores en paralelo. 4. Redibujar la red de una forma más lógica y conveniente.



Ejemplo demostrativo. Aplicar las reglas de de pequeña señal para hallar el equivalente de

la red de la figura 9.1 Solución. La red de la figura 9.2 es el resultado de aplicar los pasos 1 a 3, mientras que la red de la figura 9.3 es el resultado de aplicar el paso 4.

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Figura 9.1 Red para análisis de ca

 92

Figura 9.2 Aplicación de los pasos 1 a 4 en la red 9.1

Figura 9.3 Aplicación del paso 4 a la red de la figura 9.1

9.2 PARÁMETROS DE CIRCUITOS DE DOS PUERTOS En el dominio de ca y para efectos de amplificación de señales los transistores se modelan como redes de dos puertos, en la figura 9.4 se muestra una red de dos puertos.

Figura 9.4 Red de dos puertos UNIVERSIDAD AUTÓNOMA DEL ESTADO DE MORELOS – FACULTAD DE CIENCIAS QUÍMICAS E INGENIERÍA - INGENIERÍA ELÉCTRICA FECHA DE CREACIÓN FEBRERO DE 2005

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Los parámetros de la red de dos puertos de listan en la siguiente tabla y su cálculo es directo a partir de la observación de la red. Parámetros de la red de dos puertos Ecuación Observaciones

Parámetros Impedancia de entrada

Zi 

Vi Vs  Vi  Ii  Ii Rf

Impedancia de salida

Zo 

Vo V  Vo  Io  Io Rs

Ganancia de voltaje

Av 

Vo Vi

Ganancia de corriente

Ai 

Io Ii

Para frecuencias menores a 100kHz, la impedancia de entrada de un amplificador a transistor BJT es solamente resistiva y según la forma en que el amplificador se emplee, puede variar desde unos cuantos ohms hasta megaohms. Para frecuencias menores a 100kHz, la impedancia de salida se determina cortocircuitando las fuentes de entrada. La impedancia de salida para un amplificador a BJT es resistiva y puede variar de ohms hasta más de 2 MΩ. Para amplificadores a transistor la ganancia de voltaje sin carga es mayor que la ganancia de voltaje con carga. En amplificadores a BJT, la ganancia de corriente se encuentra en un rango desde un nivel menor a 1 hasta un nivel un poco mayor que 100.

Nota. Los valores de voltaje Vs y Vi pueden se valores pico a pico o valores rms siempre y cuando ambos estén expresados de igual forma.

9.3 EL MODELO re DEL TRANSISTOR BJT Como se ha indicado en la introducción, uno de los modelos para análisis de transistores de pequeña señal es el conocido como modelo re, el cual utiliza un diodo y una fuente de corriente controlada para emular el comportamiento de un transistor en la región de interés. Debido a este hecho, los amplificadores BJT son conocidos como dispositivos controlados por corriente.

9.3.1 MODELO re PARA LA CONFIGURACIÓN DE BASE COMÚN BJT La figura 9.5 muestra en (a) el transistor en configuración base común, mientras que la parte (b) de esa figura muestra el correspondiente modelo re el cual involucra un diodo con la polaridad indicada, sin embargo para efectos de simplificación es posible redibujar el modelo como se muestra en la parte (c) de esa misma figura, la cual incluye la fuente de corriente y la resistencia re, la cual es la resistencia dinámica de ca estudiada en el capítulo referente a diodos, y que se define como:

re 

26mV IE



(9.2)

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 94

Figura 9.5 (a) configuración base común; (b) modelo previo a re; (c) modelo re La siguiente tabla resume los parámetros para el modelo re del transistor para la configuración base común.

Parámetros del modelo re para la configuración base común del BJT Ecuación Observaciones Parámetros La impedancia de entrada tiene valore típicos de Impedancia de Zi  re unos cuantos ohms hasta un máximo de cerca entrada Impedancia de salida Ganancia de voltaje

Zo  MegaOhms Av  Av 

Ganancia de corriente

de3 50Ω. La impedancia de salida se encuentra en el rango de megaohms.

Vo I e R L  Vi I e re

R L



RL re

re I  IC I Ai  o   e Ii Ie Ie Ai    1

9.3.2 MODELO re PARA LA CONFIGURACIÓN DE EMISOR COMÚN BJT La figura 9.6 muestra en (a) el transistor en configuración emisor común, mientras que la parte (b) de esa figura muestra el correspondiente modelo re el cual involucra un diodo con la polaridad indicada, sin embrago para efectos de análisis es posible redibujar el modelo como se muestra en la parte (c) de esa misma figura, la cual incluye la fuente de corriente y la resistencia r e afectada por el factor .

Figura 9.6 (a) configuración emisor común; (b) modelo previo a re; (c) modelo re La siguiente tabla resume los parámetros para el modelo r e del transistor para la configuración emisor común.

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 95

Parámetros del modelo re para la configuración emisor común del BJT Ecuación Observaciones Parámetros La impedancia de entrada Impedancia V I r (  1) I b Zi  re be  e e  re  (  1)re  re tiene valore típicos de unos de entrada

Ib

Ib

Ib

cuantos cientos de ohms hasta valores de kiloohms, con valores máximos de 6 a 7 kiloohms. La impedancia de salida se encuentra en el rango de 40 a 50 kΩ.

Impedancia de salida

Zo  ro

Ganancia de voltaje

Vo   I o R L   I c R L   I b R L Vi  I i Z i   I b re Av 

I R Vo  b L Vi I b r e

Av   Ganancia de corriente

RL re

Ai 

I o I C I b   Ii Ie Ib

Ai  

9.3.3 MODELO re PARA LA CONFIGURACIÓN DE COLECTOR COMÚN BJT Para la configuración colector común, normalmente se aplica el modelo de emisor común.

9.4 MODELO HÍBRIDO EQUIVALENTE PARA BJT Otro modelo empleado para el análisis de pequeña señal en ac, de transistores es el conocido como modelo híbrido equivalente, este modelo se distingue por el empleo de cuatro parámetros denominados parámetros híbridos (hi, hr, hf y ho).

9.4.1 DEFINICIÓN DE LOS PARÁMETROS HÍBRIDOS Considérese el sistema de dos puertos de la figura 9.7, ahora bien supóngase que el modelo matemático que lo representa esta determinado por:

Vi  h11I i  h12VO I O  h21I i  h22VO



(9.3 (a) y (b))

Figura 9.7 Sistema de dos puertos

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 96

De las ecuaciones 9.3 se definen los parámetros híbridos tal como se muestra en la tabla siguiente, así mismo la red de dos puertos se convierte en el equivalente híbrido mostrado en la figura 9.8. Parámetros híbridos de una red de dos puertos Parámetros Parámetro de impedancia de entrada de corto circuito Parámetro de la relación de voltaje de transferencia inversa de circuito abierto Parámetro de relación de corriente de transferencia directa en corto Parámetro de admitancia de salida de circuito abierto

Ecuación

hi  hr 

hf 

hO 

Vi Ii Vi VO IO Ii IO VO

Unidad

Observaciones

Ohms Vo  0

Sin unidad Ii  0

Debido a que hr es por lo general una cantidad relativamente pequeña, se elimina de la red haciendo: hr  0  hrV= 0

Sin unidad Vo  0

Siemens Ii  0

Figura 9.8 Circuito equivalente híbrido completo

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 97

CONCEPTOS DE ELECTRÓNICA. Dispositivos y análisis de circuitos

A continuación se resumen las ecuaciones aproximadas que definen los parámetros híbridos para cada una de las configuraciones estudiadas.

Parámetros híbridos para las configuraciones básicas de transistor (ecuaciones aproximadas) Configuración hi hr hf Emisor común

hie 

hib 1  h fb

hre 

hib hob  hrb 1  h fb

h fe 

hie hoe  hre 1  h fe

h fb 

 h fb 1  h fb



ho

hoe 

hob 1  h fb

hob 

hoe 1  h fe

hob 

 hoc h fc

hoc 

hob 1  h fb

hie  re Base común

Colector común

hib 

hie 1  h fe

hrb 

hib 

 hic  re h fc

hrb  hrc  1 

hic 

hib 1  h fb

hrc  1

hic hoc h fc

 h fe 1  h fe

h fb  

h fc 

(1  h fc ) h fc

 

1   1  h fb

hic  re Obsérvese de la figura 9.8 que el equivalente híbrido consta se forma a partir de la unión de los equivalentes de Thévenin (parte izquierda) y Norton (parte derecha). Los parámetros dados en la tabla superior deben calcularse y reemplazarse correspondientemente a los indicados en esta misma figura (9.8). Las magnitudes de los distintos parámetros se calcularán a partir de las características del transistor en la región de operación con lo que resultará la red equivalente de pequeña señal buscada par el transistor.

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 98

9.4.2 DETERMINACIÓN DE LOS PARÁMETROS HÍBRIDOS La determinación de los parámetros híbridos en la región de operación (punto Q) se puede realizar exactamente a partir de derivadas parciales o bien aproximadamente mediante la sustitución de las derivadas parciales por cambios finitos en las variables que definen los parámetros. Por ejemplo para la configuración de emisor común se tienen las siguientes relaciones exactas y aproximadas que permiten el cálculo de los parámetros híbridos. Para las configuraciones base común y colector común se usan relaciones análogas.

hie  hre  h fe  hoe 

Vi Vbe Vbe   ii ib ib

VCE  cte

Vi Vbe Vbe   Vo Vce Vce

I B  cte

io ic ic   ii ib ib

VCE  cte

io i ic  c  Vo Vce Vce

I B  cte

Los parámetros hie y hre se determinan a partir de las características de entrada o de la base (gráfica VBE - IB), mientras que los parámetros hfe y hoe se obtienen a partir de las características de salida o del colector (gráfica VCE - Ic). El primer paso en la determinación de cualquiera de los parámetros híbridos consiste en localizar el punto de operación estable Q. Los siguientes ejemplos muestran la forma de determinar los parámetros híbridos para la configuración de emisor común una vez que el punto de operación Q está definido. Determinación de hie Figura 9.9 Determinación de hie

hie 

Vbe I b

 VCE  cte

(733  718)mV (20  10) A

 1.5k VCE 8.4V

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 99

Determinación de hre Figura 9.10 Determinación de hre

h fe 

Vbe Vce

 I B  cte

(733  725)mV (20  0)V

 4 x10  4 I B  15A

Determinación de hfe Figura 9.11 Determinación de hfe

h fe 

I c I b

 VCE  cte

(2.7  1.7)mA  100 (20  10) A VCE 8.4V

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 100

Determinación de hoe Figura 9.12 Determinación de hoe

hoe 

I c Vce

 I B  cte

(2.2  2.1)mA  33S (10  7)V I B  15A

La siguiente tabla muestra los valores típicos de los parámetros para cada una de las configuraciones para el amplio rango de transistores disponibles en la actualidad. Valores típicos de los parámetros híbridos para las configuraciones típicas de transistor Parámetro Híbrido hi hr hf ho 1/ho

Emisor común 1 kΩ 2.5 x 10-4 50 25 A/V 40 kΩ

Configuración Colector común 1 kΩ 1 -50 25 A/V 40 kΩ

Base común 20 Ω 3.0 x 10-4 -0.98 0.5 A/V 2 MΩ

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 101

Capítulo 10. CONFIGURACIONES COMPUESTAS En el presente capítulo se estudian un conjunto de conexiones de circuitos que aunque no son las convencionales de base común, emisor común o colector común, son muy importantes ya que se utilizan ampliamente tanto en circuitos discretos como en circuitos integrados.

10.1 CONEXIONES DE CIRCUITOS 10.1.1 CONEXIÓN EN CASCADA. AMPLIFICACIÓN Los circuitos de amplificación en cascada, son circuitos que se conectan en serie con el objeto de incrementar la ganancia total a la salida, la cual es igual al producto de las ganancias en cada circuito.

10.1.1.1

CONEXIÓN EN CASCADA DEL BJT

La figura 10.1 muestra una configuración en cascada para un amplificador con acoplamiento RC basado en transistores BJT. El siguiente ejemplo muestra la forma de analizar tal circuito.

Figura 10.1 Amplificador BJT en cascada con acoplamiento RC.



Ejemplo demostrativo. Calcular la ganancia de voltaje, voltaje de salida, impedancia de

entrada e impedancia de salida para el amplificador BJT en cascada de la figura 10.1. Calcule el voltaje de salida resultante si se conecta una carga de 10kΩ a la salida. Solución. La configuración en cascada mostrada, es la unión de dos BJT cada uno en polarización por divisor de voltaje. Del análisis en cd se tiene que: VB = 4.7V, VE = 4.0V, VC = 11V, IE = 4.0mA La resistencia dinámica del punto de operación es: re = 26mV/IE = 26mV/4.0mV = 6.5Ω La ganancia de voltaje de la etapa 1 esta dada por: R //( r1 // R2 // re ) (2.2k) //(15k // 4.7k // 200 * 6.5) AV 1   C   102.3 re 6.5 UNIVERSIDAD AUTÓNOMA DEL ESTADO DE MORELOS – FACULTAD DE CIENCIAS QUÍMICAS E INGENIERÍA - INGENIERÍA ELÉCTRICA FECHA DE CREACIÓN FEBRERO DE 2005

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 102

Mientras que la ganancia de voltaje de la etapa 2 es:

AV 2  

RC 2.2k   338.46 re 6.5

La ganancia total es:

AVT  AV 1 AV 2  (102.3)(338.46)  34,624

Voltaje de salida:

VO  AV Vi  34,624 * 25V  0.866V

Impedancia de entrada del amplificador:

Z i  R1 // R2 // re  4.7k // 15k // 200 * 6.5  953.6

Impedancia de salida del amplificador:

Z O  RC  2.2k

Si se conecta una carga de 10kΩ a la salida del amplificador, el voltaje resultante a través de la carga es:

VL 

RL 10k VO  (0.866V )  0.71V Z O  RL 2.2k  10k

10.1.1.2

CONEXIÓN EN CASCADA DEL FET

La configuración en cascada del FET se muestra en la siguiente figura.

Figura 10.2 Amplificador FET en cascada. Definición del factor de transconductancia gm Antes de iniciar el análisis del la conexión en cascada del FET, se definirá un nuevo término asociado con el análisis de pequeña señal del FET. Como es sabido, la corriente drenaje-fuente (canal) de un FET es proporcional al voltaje compuerta-fuente, es decir: ΔID = gm * ΔVGS, el factor de proporcionalidad gm, se denomina factor de transconductancia (gm) y matemáticamente se define por:

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 103

 V  g m  g m 0 1  GS  VP   donde 2I g m 0  DSS VP

El siguiente ejemplo demostrativo ilustra el análisis del FET en cascada.



Ejemplo demostrativo. Calcular la ganancia de voltaje, voltaje de salida, impedancia de

entrada e impedancia de salida para el amplificador FET en cascada de la figura 10.2. Calcule el voltaje de salida resultante si se conecta una carga de 10kΩ a la salida. Solución. La configuración en cascada mostrada, es la unión de dos FET cada uno en polarización por divisor de voltaje. Del análisis en cd se tiene que: VGS = -19V, IDq = 2.8mA Ambos transistores tiene un gmo dado por: 2I 2 *10mA g m 0  DSS   5mS VP  4V En el punto de operación el factor de transconductancia esta dado por:  V    1.9V  g m  g m 0 1  GS   5mS 1    2.6mS  4V    VP  La ganancia de voltaje para cada etapa, está dada por:

AV 2  AV 1   g m RD  2.6mS * 2.4k  6.2

La ganancia total es:

AVT  AV 1 AV 2  (16.2)(6.2)  38.4

Voltaje de salida:

VO  AV Vi  38.4 *10mV  384mV

Impedancia de entrada del amplificador:

Z i  RG  3.3M

Impedancia de salida del amplificador:

Z O  RD  2.4k

Si se conecta una carga de 10kΩ a la salida del amplificador, el voltaje resultante a través de la carga es:

VL 

RL 10k VO  (384mV )  310mV Z O  RL 2.4k  10k

10.1.1.3

CONEXIÓN EN CASCADA DE LA COMBINACIÓN FET- BJT

Es posible utilizar una combinación de etapas FET y BJT para proporcionar una alta ganancia de voltaje (BJT) y alta impedancia de entrada (FET).

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

 104

Ejemplo demostrativo. Utilizar los resultados de polarización de cd de los ejemplos anteriores

del BJT y FET para calcular la impedancia de salida, la ganancia de voltaje y el voltaje de salida resultante de la combinación en cascada FET-BJT mostrada en la figura 10.3.

Figura 10.3 Amplificador FET en cascada. Solución. A la salida del FET de la combinación FET-BJT, se mira una impedancia de carga cuyo valor es la impedancia de entrada del amplificador cascada a BJT, es decir 953.6Ω, con este valor se calcula la ganancia de la etapa 1 de la combinación, es decir:

AV 1   g m RD // Zi(etapa 2)  2.6mS * (2.4k // 953.6)  1.77

La ganancia de voltaje de la etapa 2 de la combinación, es la misma que la ganancia de voltaje de la etapa 2 del amplificador a BJT, es decir:

AV 2  338.46

La ganancia total es:

AVT  AV 1 AV 2  (1.77)(338.46)  599.1

Voltaje de salida:

VO  AV Vi  599.1*1mV  0.6V

La impedancia de entrada de la combinación es la misma que la impedancia de entrada del FET en cascada, es decir:

Z i  RG  3.3M

La impedancia de salida de la combinación es la misma que la impedancia de salida del BJT en cascada, es decir:

Z O  RD  2.2k

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 105

10.1.2 CONEXIÓN EN CASCODE Una conexión cascode cuanta con un transistor por encima de o en serie con otro. La figura 10.4 muestra una versión práctica de un amplificador BJT en cascode.

Figura 10.4 Amplificador BJT en cascode.



Ejemplo demostrativo. Calcule la ganancia de voltaje para la conexión en cascode del BJT

mostrada en la figura 10.4. Solución. Del análisis de polarización en cd resulta que: VB1=4.9V, VB2=10.8V, IC1=IC2=3.8mA (IE=IC) La resistencia dinámica de cada transistor es la misma y está dada por: re = 26mV/IE = 26mV/3.8mV = 6.8Ω Ganancia de voltaje en la etapa 1:

AV 1  

RC r   e  1 re re

Ganancia de voltaje en la etapa 2:

AV 2 

RC 1.8k   265 re 6.8

La ganancia total es:

AVT  AV 1 AV 2  (1)(265)  265

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 106

10.1.3 CONEXIÓN DARLINGTON DEL BJT La conexión Darlington o conexión de “super Beta” mostrada en la figura 10.5, tiene una ganancia de corriente por lo general de miles y está dada por: βD= β1 β2

Figura 10.5 Conexión Darlington de transistores. El siguiente ejemplo muestra el análisis de polarización en cd.



Ejemplo demostrativo. Calcular los voltajes y corrientes de polarización de cd en el circuito

de la figura 10.5. Solución. La corriente de base está dada por:

IB 

VCC  VBE 18V  1.6V   2.56A RB   D RE 3.3M  8000(390)

La corriente de emisor se calcula por:

I E  ( D  1) I B  BD I B  8000(2.56A)  20.48mA  I C

Los voltajes de emisor, base y colector están dados por:

VE  I E RE  20.48mA(390)  8V VB  VE  VBE  8V  1.6V  9.6V VC  VCC  18V

10.1.4 CONEXIÓN CMOS COMPLEMENTARIA. INVERSOR LÓGICO CMOS Un tipo de circuito común en el diseño digital utiliza transistores MOSFET de tipo incremental tanto de canal-n como de canal-p como se muestra en la figura 10.6. Se denomina MOSFET complementario o circuito CMOS puesto que utiliza estos tipos opuestos (o complementarios) de MOSFET. La entrada Vi, se aplica a ambas compuertas y la salida se toma de los drenajes conectados. La conexión CMOS de la figura 10.6 ofrece una operación como la de un inversor lógico donde VO es opuesto a Vi como se muestra en la siguiente tabla.

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 107

Operación de un circuito CMOS. Inversor lógico Q1 Q2 Vo (volts) Vi (volts) +5 0 On On 0 +5 off off

Figura 10.6 Circuito CMOS inversor.

10.2 CIRCUITOS ESPECIALIZADOS 10.2.1 CIRCUITO FUENTE DE CORRIENTE Una fuente de corriente ideal proporciona una corriente constante sin importar la carga conectada a ella. Una fuente de corriente ideal tiene una R=, mientras que una fuente de corriente práctica incorpora una R muy grande. La siguiente tabla muestra fuentes de corriente constante prácticas construidas a partir de distintos tipos de transistor.

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CONCEPTOS DE ELECTRÓNICA. Dispositivos y análisis de circuitos

TIPO

108

Fuentes prácticas de corriente constante de transistor Corriente constante Circuito fuente de corriente constante

I D  I DSS

Fuente de corriente con JFET

Fuente de corriente con BJT



IC  I E donde : V  (V EE ) IE  E RE V E  V B  0.7V VB 

Fuente de corriente con transistor y diodo Zener

R1 (V EE ) R1  R2

I  IE 

VZ  V BE RE

Nota. Los valores de voltaje Vs y Vi pueden ser valores pico a pico o valores rms siempre y cuando ambos estén expresados de igual forma.

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 109

10.2.2 CIRCUITO ESPEJO DE CORRIENTE Un circuito espejo de corriente se forma a partir de una configuración simétrica de transistores, y tiene la particularidad de que la corriente circulante por el colector de un transistor es reflejada en el colector del transistor opuesto. La siguiente tabla muestra algunos circuitos espejos de corriente formados a partir de transistores BJT. Circuitos espejos de corriente TIPO Espejo de corriente de dos transistores

Corriente reflejada

IX 

Circuito fuente de corriente constante

VCC  V BE RX

IX  IE 

2I E   2  IE  

IX  IE

Espejo de corriente de 3 transistores

IX 

VCC  V BE RX

IX  IE 

3I E   3  IE  

IX  IE

Espejo de corriente de alta impedancia de entrada.

IX 

VCC  2V BE RX

IX  IE 

IE  1  IE  

IX  IE

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 110

10.2.3 CIRCUITO AMPLIFICADOR DIFERENCIAL El circuito mostrado en la figura 10.7 correspondiente al amplificador diferencial básico, que consiste en un arreglo de dos transistores BJT en serie con dos resistores Rc conectados al colector y unidos entre sí por medio del emisor, así mismo dos señales de entrada Vi1 y Vi2 se aplican a la base de cada BJT, obteniéndose dos señales a la salida Vo1 y Vo2, aunque el diseño posee dos fuentes de alimentación +VCC y -VEE el amplificador diferencial puede operar con solo una de ellas.

Figura 10.7 Circuito amplificador diferencial básico Las posibles combinaciones en las señales de entrada se listan a continuación:  Terminal simple. Una entrada con señal y la otra entrada conectada a tierra, puesto que ambos transistores se unen en emisor común, la salida será en ambos colectores.  Terminal doble. Dos señales de entrada de polaridad opuesta. Resultan en salidas distintas en ambos colectores.  Modo común. La misma señal aplicada a ambas entradas. Las señales de entrada se cancelan obteniéndose a la salida una señal mínima. La principal característica del amplificador diferencial es la ganancia muy alta que se obtiene cuando se aplican señales opuestas en las entradas (terminal doble), en comparación con la ganancia tan baja que se obtiene de las entradas comunes (modo común).

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CONCEPTOS DE ELECTRÓNICA. Dispositivos y análisis de circuitos

10.2.3.1



 111

POLARIZACIÓN DEL AMPLIFICADOR DIFERENCIAL EN CD.

Ejemplo demostrativo. Calcule los voltajes y las corrientes en el circuito de la figura 10.8

Figura 10.8 Circuito de amplificador diferencial, análisis de cd. Solución. La base, el emisor y la resistencia RE forman una malla, de donde:

VE  VB  VBE  0  VBE  0.7V



(10.1a)

Ie = (9V-0.7V)/3.3kΩ = 2.5mA También se tiene que (obsérvese que VE define un voltaje entre el nodo E y tierra):

VE  RE I E  VEE  0  I E 

I C1  I C 2 

VEE  VE RE

IE 2

VC1  VC 2  VCC  I C RC  VCC 

IE RC 2



(10.1b)



(10.1c)



(10.1d)

Vc = 9V-1.25mA*3.9kΩ = 4.1V

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 112

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10.2.3.2

POLARIZACIÓN DEL AMPLIFICADOR DIFERENCIAL EN AC

El análisis del amplificador diferencial en ca es muy simple si se tiene en cuenta que el valor numérico de la ganancia en ca es diferente a la ganancia en cd para una misma configuración. La siguiente tabla resume la ganancia en ca para las tres configuraciones del amplificador diferencial estudiadas. Configuración del circuito amplificador diferencial Terminal simple

Ganancia

AV 

Vo RC  Vi 2re

Terminal doble

Modo común

26mV IC

re = resistencia dinámica en ac

Vo RC  Vd 2ri

Vd = V i1 - Vi2 ri = ri1 = ri2

Vo RC  Vi ri  2(  1) RE

ri = ri1 = ri2

Ad  AC 

re 

Observaciones

B1, B1, ri1 y ri2 son datos proporcionados característicos del transistor.

Ganancia de voltaje de ca del amplificador diferencial de terminal simple



Ejemplo demostrativo. Calcule el voltaje de salida de la terminal simple, V O1, para el circuito

de la figura 10.9.

Figura 10.9 Circuito de amplificador diferencial, análisis de ca. Solución. Es posible demostrar que la ganancia en ca para la el circuito amplificador diferencial de terminal simple esta dada por:

AV 

Vo RC  Vi 2re



(10.2a)

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 113

Siendo Rc = Resistencia del colector re = Resistencia dinámica de ac También la resistencia dinámica (véase resistencia dinámica. Señal ac) se obtiene por:

re 

26mV 26mV  IC IE / 2



(10.2b)

Entonces la ganancia en circuito de terminal simple, se obtiene mediante el siguiente análisis:

VEE  0.7V 9V  0.7V   193A  RE 43k 26mV re   269 193A 2 R 47k AV  C   87.4 2re 2(269) Vo  AV Vi  87.4(2mV )  174.8mV  0.175V IE 

(10.2c)

A manera de comparación se calculará a continuación la ganancia en ca si los BJT del circuito amplificador diferencial de la figura 10.9 se conectan en modo común.

AC 

Vo RC 75(47k)    0.54 Vi ri  2(  1) RE 20k  2(76)(43k)

Donde el cociente 87.4/0.54 indica que la ganancia en terminal simple es casi 162 veces mayor que en modo común.

10.2.4 CIRCUITO AMPLIFICADOR DIFERENCIAL BIFET, BIMOS Y CMOS Los amplificadores diferenciales comerciales no solamente se construyen mediante transistores bipolares BJT, si no que los hay disponible en CI basados en transistores JFET y MOSFET, también existen combinaciones de ellos como los amplificadores BiFET que poseen transistores BJT y FET así mismo los BiMOS incluyen transistores BJT y transistores CMOS. También es posible construir amplificadores diferenciales mediante transistores MOSFET conocidos como amplificadores diferenciales CMOS. Los transistores pMOS proporcionan las entradas opuestas, mientras que los transistores nMOS operan como fuentes de corriente constante. Las siguientes figuras muestran distintos circuitos amplificadores diferenciales.

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(a) BiFET;

 114

(b) BiMOS

(c) CMOS

Figura 10.10 Circuito amplificador diferencial.

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 115

Capítulo 11. AMPLIFICADORES OPERACIONALES El término amplificador operacional (OP-AMP), fue asignado alrededor de 1940 para designar una clase de amplificadores que permiten realizar una serie de operaciones tal como: suma, resta, multiplicación, diferenciación e integración, características relevantes para la computación analógica de aquella época. El primer op-amp fue desarrollado por R. J. Widlar en Fairchild, uno de los op-amp más populares es el 741 que apareció en 1968 y es de propósito general.

11.1 PRESENTACIÓN DEL OP-AMP BÁSICO. 741C Un amplificador operacional (op-amp), es un amplificador diferencial de muy alta ganancia que posee alta impedancia de entrada y baja impedancia de salida. Por lo general un amplificador operacional se utiliza para proporcionar cambios en la amplitud del voltaje (amplitud y polaridad), en osciladores, en circuitos de filtro y en muchos tipos de circuitos de instrumentación. Un op-amp contiene varias etapas de amplificador diferencial para obtener una ganancia de voltaje muy alta. Los op-amp son alimentados por fuentes de cd +V cc y –VEE (al igual que el amplificador diferencial); pueden poseer una o dos salidas; pero siempre poseen dos entradas: la entrada no inversora (marcada con +) y la entrada inversora (marcada con -). La figura 11.1 muestra el símbolo representativo del op-amp básico (op-amp 741), mientras que la figura 11.2 muestra su circuito equivalente, el cual se compone de 1 capacitor, 11 resistencias y 27 transistores.

Figura 11.1 Símbolo del op-amp de propósito general. 741C

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Figura 11.2 Circuito equivalente del op-amp 741C de Fairchild

11.1.1 ENCAPSULADO El amplificador operacional se fabrica en un diminuto chip de silicio y se encapsula en una caja adecuada. Alambres finos conectan el chip con las terminales externas que salen de la cápsula de metal, plástico o cerámica. La figura 11.3 muestra los encapsulados más comúnmente empleados para op-amps. Figura 11.3 Los tres encapsulados más comunes de amplificadores operacionales son las cajas metálicas: (a) los encapsulados dobles en línea, de 8 y 14 terminales en (b) y (c). Respecto a los circuitos integrados de gran densidad, se muestra en (d), un encapsulado con la tecnología de montaje de superficie (SMT).

11.1.2 SÍMBOLOS Y TERMINALES Los fabricantes combinan actualmente en un solo dibujo el símbolo del circuito de un op-amp con el encapsulado. Por ejemplo, los cuatro tipos más comunes de encapsulado que aloja el op-amp

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 117

741 se muestran en la figura 11.4. Si se comparan las figuras 11.4 (a) y (d) se puede observar que los esquemas de numeración son idénticos para la caja de ocho patas y para el DIP de 8 patas.

Figura 11.4 Diagrama de conexión para encapsulados típicos de amplificadores operacionales.

11.1.3 NOMENCLATURA DE LOS AMPLIFICADORES OPERACIONALES Todos los amplificadores tienen un código de identificación asociado, formado por un conjunto de letras y números. Este código responde a las siguientes 4 preguntas. 1. 2. 3. 4.

¿Quién lo fabrica? ¿Qué tipo de amplificador es? ¿De qué calidad es (por ejemplo, el intervalo de temperatura de operación)? ¿Qué tipo de encapsulado tiene el chip?

¿Quién lo fabrica? Es un prefijo de 2 letras que representa el nombre de la compañía que fabrica el CI. En la siguiente lista se presentan los prefijos más comunes: Prefijo de letras AD CA LM MC NE/SE OP

Fabricante Analog Devices RCA National Semiconductor Corp. Motorota Signetics Precision Monolithics

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RC/RM SG TL UA (A)

Raytheon Silicon General Texas Instruments Fairchild

¿Qué tipo de amplificador es? Se representa por el número de circuito o numero de parte, se identifica por números y letras que identifican el tipo de amplificador. Ejemplos: 062: Amplificador operacional tipo JFET 741: Amplificador operacional de propósito general ¿De qué calidad es (por ejemplo, el intervalo de temperatura de operación)? La siguiente tabla muestra el código asociado para el rango de temperaturas de operación indicado. Código de temperatura C comercial I industrial M militar

Intervalo de temperatura de operación 0 a 70 ºC -25 a 85 ºC -55 a 125 ºC

¿Qué tipo de encapsulado tiene el chip? El sufijo de una o dos letras identifica el tipo de encapsulado que contiene al chip. A continuación se dan los sufijos más comunes de los encapsulados. Código de encapsulado D J N, P

Descripción De plástico, doble en línea para montaje en la superficie en un tarjeta de circuito impreso De cerámica, doble en línea De plástico, doble en línea para inserción en receptáculo. Las terminales traspasan la superficie superior de una tarjeta de circuito impreso y se sueldan a la superficie inferior

Ejemplo de especificación completo. uA

741

Fairchild

Proposito general

C Temp. comercial

P DIP 8 terminales

11.2 OPERACIÓN DEL OP-AMP BÁSICO La acción básica del amplificador consiste en la amplificación de señales senoidales aplicadas a las terminales inversora (-) y no inversora (+), haciendo uso de la transferencia de cd aplicada a las terminales VCC y VEE, que en el caso de los amplificadores prácticos, son fuentes de voltaje de igual magnitud y polaridad opuesta (VCC = -VEE). Las entradas del op-amp pueden conectarse de múltiples maneras, dos de las más comunes son la entrada diferencial mostrada en la figura 11.5 y la conexión en modo común mostrada en la figura 11.6. UNIVERSIDAD AUTÓNOMA DEL ESTADO DE MORELOS – FACULTAD DE CIENCIAS QUÍMICAS E INGENIERÍA - INGENIERÍA ELÉCTRICA FECHA DE CREACIÓN FEBRERO DE 2005

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 119

Figura 11.6 El op-amp en modo común Figura 11.5 El op-amp con entrada diferencial

La señal de salida (voltaje) de un op-amp se compone de dos partes: una componente diferencial y una componente común es decir:

VO  AdVd  ACVC Donde:



(11.1a)

Vc  Vi1  Vi 2  / 2



(11.1b)

Vd  Vi1  Vi 2



(11.1c)

Ad es la ganancia en modo diferencial y viene reflejada en las hojas de características del OA como Large signal voltaje Gain o Open Loop Voltaje Gain Ac Es la ganancia en modo común y no se especifica directamente si no a través del parámetro de relación de rechazo de modo común CRM.

CMRR 

Ad  AC  Ad / CMRR AC

A  CMRR (dB)  20 log d   AC  CMRR (dB)  20(log Ad  log AC ) A CMRR  log d 20  AC Ac 



(11.1d)

 A   d  10 CMRR / 20 AC 

A

10

d CMRR / 20

Por ejemplo, el A741 tiene un CMRR típico de 90db. Con el parámetro CMRR la ecuación 13.1 se puede reescribir como:

 1 VC VO  AdVd 1   CMRR Vd

  



(11.1e)

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 120

11.2.1 CARACTERÍSTICAS DEL OP-AMP IDEAL El op-amp ideal posee las siguientes características: 1. 2. 3. 4.

Resistencia de entrada, infinita Resistencia de salida, cero Ganancia en tensión en modo diferencial, infinita Ganancia en tensión en modo común, cero (CMRR = infinito) 5. Corrientes de entrada, nulas 6. Ancho de banda, infinito 7. Variación con la temperatura, ninguna.

Figura 11.7 Representación del opamp ideal

11.3 CIRCUITOS PRÁCTICOS CON AMPLIFICADORES OPERACIONALES En la tabla R2 se muestra un conjunto de circuitos prácticos construidos con amplificadores operacionales, así como las ecuaciones que los caracterizan. Nota. En los circuitos mostrados no debe confundir la impedancia de entrada del circuito con la impedancia de entrada del amplificador operacional. Circuitos prácticos con amplificador diferencial Ganancia de voltaje Circuito

TIPO Amplificador INVERSOR

A

VO R  2 Vi R1

Existe un defasamiento de 180ª entre la entrada y la salida tal como lo indica el signo negativo. La impedancia de entrada del circuito es R1.

Amplificador NOINVERSOR

A

VO R  1 2 Vi R1

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Amplificador SEGUIDOR

Amplificador SUMADOR

Amplificador RESTADOR

A

121

VO 1 Vi

 N V VO   R f   i  i 1 Ri

  

VO  Ra RbV 2  RCV 1 Ra  1  RC 

Amplificador DERIVADOR



R2 R4 , Rb  , R1 R3  R4

R2 R1  R2

VO   RC

dVi (t ) dt

Donde: K=cte, depende de la carga inicial del condensador.

Amplificador INTEGRADOR

VO  

1 Vi (t )dt  k RC 

Donde: K=cte, depende de la carga inicial del condensador.

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 122

11.3.1 PARÁMETROS DE DESVÍO DEL OP-AMP REAL Un amplificador operacional tiene un voltaje de salida cero cuando el voltaje de entrada vale cero, sin embargo esto no sucede en un op-amp real, el cual tiene un voltaje de desvío a su salida, este voltaje puede calcularse a partir del voltaje de desvío a la entrada (VIO) y la corriente de desvío a la entrada (IIO) es decir: VO desvío = VO (desvío debido a VIO) + VO (desvío debido a IIO) Donde: VIO = voltaje de desvío a la entrada IIO = corriente de desvío a la entrada Otro parámetro importante es la corriente promedio de polarización, definido por: IIB = (IIB+ + IIB- )/ 2 Siendo: IIB+ = corriente de polarización de la entrada no inversora IIB- = corriente de polarización de la entrada inversora También se tiene que: IIB+ = IIB + IIO/2 IIB- = IIB - IIO/2 Para el op-amp 741 valores típicos de estos parámetros son: VIO = 1 mV, IIO = 20 nA, IIB = 80 nA.

11.3.2 PARÁMETROS DE FRECUENCIA Los parámetros de frecuencia más importantes son:  Frecuencia de ganancia unidad o ganancia ancho de banda  Rapidez de respuesta  Frecuencia máxima de señal

11.3.2.1 BANDA

FRECUENCIA DE GANANCIA UNIDAD O GANANCIA ANCHO DE

La ganancia de un op-amp está en función de la frecuencia de operación, esto se muestra en la grafica de la figura 11.8, el punto especificado como AOL es la ganancia de voltaje diferencial. La frecuencia de corte superior fC y la frecuencia de ganancia unidad (o ancho de banda de ganancia unidad) f1, se relacionan por: f1 = AOL * fC

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 123

Figura 11.8 Ganancia de voltaje como función de la frecuencia.

11.3.2.2

RAPIDEZ DE RESPUESTA

Es la rapidez con la que puede cambiar la salida del op-amp, se mide en microsegundos y se define por:

SR 

VO (V / s) t

11.3.2.3

FRECUENCIA MÁXIMA DE SEÑAL

La frecuencia máxima a la cual debe operar el op-amp, depende tanto de la amplitud (K) de la señal senoidal, como de la rapidez de respuesta (SR), es decir:

SR ( Hz) 2K SR  (rad / s ) K f 

11.3.3 OTROS PARÁMETROS En la hoja de características de un op-amp se numeran un conjunto amplio de parámetros, algunos de ellos son comunes a todos los dispositivos; tales como: voltaje de aplicación, disipación interna de potencia, voltaje de entrada diferencial etc., estos parámetros puesto que son conocidos no serán discutidos y solo se presentaran aquellos que no son comunes a otros dispositivos. Rango de tensión de entrada. Máxima diferencia de tensión a la entrada del op-amp. El 741 tiene un rango de entrada de 13V. Máxima variación de voltaje pico de salida. Indica para una alimentación de 15V, el valor de tensión más alta que se puede esperar a la salida del op-amp. Para el 741 es de 14V Resistencia y capacidad de entrada. Resistencia y capacidad equivalente en lazo abierto vista a través de los terminales de entrada. Para el 741 es de 2MΩ y 1.4pF. Resistencia de salida. El 741 tiene una resistencia de 75Ω. Consumo de potencia. Consumo de potencia DC en ausencia de señal y para una tensión de alimentación de 15V. Para el 741 es de 50mW. Máxima corriente de salida. Corriente máxima de salida limitada por el circuito de protección. Para el 741 es de 25mA. Variación máxima de la tensión de salida. Es la amplitud pico-pico máxima que se puede conseguir sin que se produzca recorte. Para el 741 es de 13V a 14V para VCC=15V. UNIVERSIDAD AUTÓNOMA DEL ESTADO DE MORELOS – FACULTAD DE CIENCIAS QUÍMICAS E INGENIERÍA - INGENIERÍA ELÉCTRICA FECHA DE CREACIÓN FEBRERO DE 2005

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Capítulo 12. AMPLIFICADORES DE POTENCIA Los amplificadores de potencia o de gran señal están diseñados para trabajar con niveles de voltaje alto y con niveles moderados y altos de corriente, sus principales características son la eficiencia de potencia del circuito, la máxima cantidad de potencia que es capaz de manejar el circuito y el acoplamiento de impedancia con el dispositivo de salida.

12.1 CLASIFICACIÓN DE LOS AMPLIFICADORES DE POTENCIA Los amplificadores de potencia se clasifican en clases, de acuerdo al grado con el que varía la señal de salida durante un ciclo de operación, para un ciclo completo de la señal de entrada, las clases son: A, B, AB, C y D. La eficiencia de un op-amp de potencia (definida como la razón de la potencia de salida a la potencia de entrada) se mejora de la clase A hacia la clase D. En la siguiente tabla se resumen los distintos tipos de clases. Clase Ciclo de operación Eficiencia de potencia

Clases de amplificadores de potencia B AB C 360º 180ª a 180ª Menor de 360ª 180ª 25% a 50% Entre 25% 78.5% (50%) y 78% A

D Operación de pulso (digital) Por lo general cerca de 90%

Nota. La clase C por lo general no se utiliza para proporcionar grandes cantidades de potencia, por lo que la eficiencia no se presenta aquí.

12.2 ANÁLISIS DE AMPLIFICADORES DE POTENCIA 12.2.1 CONSIDERACIONES DE ANÁLISIS La potencia de entrada de un amplificador operacional, se calcula al considerar las fuentes de alimentación y la corriente consumida por el amplificador, la señal senoidal de entrada no tiene efecto sobre la potencia de entrada. Esto significa que la potencia de entrada es potencia de cd y se calcula con las corrientes y voltajes obtenidos del análisis de cd, es decir: Pi(cd) =f ( V(cd),I(cd) ). La potencia de salida es el resultado de la amplificación de la señal entrada por medio de la transferencia de energía de las fuentes de voltaje de cd a esta. La potencia de salida se calcula al considerar la resistencia de carga y el voltaje en la carga o la resistencia de carga y la corriente de carga. Por lo tanto es una potencia de ca PO(ca), téngase en cuenta que las señales de ca pueden expresarse como valores rms, valores pico o bien valores pico a pico, con la condición de ser uniformes en su uso. La eficiencia es la razón de la potencia de salida a la potencia de entrada.

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12.2.2 AMPLIFICADOR DE POTENCIA DE CLASE A ALIMENTADO EN SERIE En la figura 12.1 se muestra el amplificador de potencia clase A alimentado en serie, el circuito básicamente consiste en un BJT que alimenta una resistencia de colector RC, la cual funge como resistencia de carga RL. Los resultados del análisis se resumen la siguiente tabla. Clase A

Potencia de entrada

Pi (dc)  VCC I Cq Del análisis de cd para el BJT, se tiene que:

IB 

VCC  0.7V RB

I C  I B VCE  VCC  I C RC

Potencia de salida Mediante valores rms

PO (ac)  VCE I C

PO (ac)  I C RC

Eficiencia

% 

Circuito eléctrico Representativo

PO (ac) Pi (dc)

Figura 12.1 Amplificador de potencia alimentado en serie.

2

2

V PO (ac)  C RC

Mediante valores pico

V I PO (ac)  CE C 2 2 I R PO (ac)  C C 2 2 V PO (ac)  CE 2 RC Mediante valores pico a pico

VCE I C 8 2 I C RC PO (ac)  8 2 VCE PO (ac)  8 RC PO (ac) 

Eficiencia máxima 2

V Pi (dc) Máx  CC 2 RC

2

V PO (ac) Máx  CC 8RC

De donde se tiene que:

PO (ac) Max Pi (dc) Max %  2 / 8 *100% %  25% % 

Basado en los resultados presentados en la tabla anterior, se presentará un ejemplo demostrativo de análisis del amplificador operacional de potencia clase A alimentado en serie.



Ejemplo demostrativo. Calcule La potencia de entrada, la potencia de salida y la eficiencia

del circuito amplificador de la figura 12.2 para un voltaje de entrada que ocasione una corriente de base de 10mA pico.

Figura 12.2 Circuito de amplificador operacional de potencia clase A alimentado en serie. Solución. Empleando las ecuaciones presentadas en la tabla para el análisis de cd se tiene que:

IB 

VCC  0.7V 20V  0.7V   19.3mA RB 1k

I Cq  I B  25(19.3mA)  0.48 A VCEq  VCC  I C RC  20V  (0.48 A)(20)  10.4V Luego, a partir de la grafica de características (VCE, IC) del BJT, se traza la línea recta que une los puntos de corte (VCE=VCC, 0) y saturación (0, VCC/RC). Sobre esta línea recta se identifica el punto de operación Q (VCEq, ICq) que se obtuvo del análisis de cd. Del enunciado se tiene que la señal de entrada está dada en forma de corriente senoidal con un valor pico de 10mA, entonces la corriente de colector está dada por:

I C ( pico )  I B ( pico )  25(10mA)  250mA

Con el valor de la corriente de colector, el cálculo de las potencias y la eficiencia se obtiene al sustituir los valores de la resistencia de carga (para esta configuración es Rc) en las ecuaciones mostradas en la tabla, es decir:

Pi (dc)  VCC I Cq  20V (0.48 A)  9.6W

I C RC (250 x10 3 A) 2 * 20   0.625W 2 2 P (ac) 0.625W %  O *100%   6.5% Pi (dc 9.6W 2

PO (ac) 

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 127

12.2.3 AMPLIFICADOR DE POTENCIA DE CLASE A ACOPLADO POR TRANSFORMADOR Un tipo de amplificador de potencia de clase A que cuenta con una eficiencia de 50%, emplea un transformador para acoplar la señal de salida con la carga véase la figura 12.3. El punto de operación Q, en la gráfica de características (del BJT , queda definido por la intersección de dos rectas con la curva característica. La primer recta es una recta vertical cuyo valor es V CEq=VCC, y representa la resistencia del devanado del trasformador en el caso ideal, para el cual R=0Ω. La segunda recta representa la resistencia de carga vista desde las terminales del primario del transformador (véase la sección del transformador en el capítulo 2), por lo que es un recta cuya pendiente es -1/R‟L. El siguiente ejemplo demostrativo ilustra el método de análisis.

Figura 12.3 Rectas de carga para el amplificador operacional de potencia clase A, acoplado por transformador.



Ejemplo demostrativo. Calcule la potencia de ac aplicada a la bocina de 8Ω para el

circuito amplificador de potencia de clase A acoplado con transformador, mostrado en la figura 12.4. Los valores de los componentes del circuito ocasionan una corriente de base de cd de 6mA, y la señal de entrada (Vi) da como resultado una excursión pico de la corriente de base de 4mA. Calcule también la potencia de entrada, las pérdidas de potencia, la eficiencia. Figura 12.4 Amplificador de potencia de clase A acoplado con transformador.

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 128

Solución. Primero. Se dibuja la recta de cd, la cual es un línea vertical cuyo valor es: VCEq = VCC (véase la figura 12.5, después se halla la corriente de operación I Cq, mediante la intersección de esta recta con la curva característica, para el valor especificado de la corriente base, es decir: si VCEq = 10V e IB = 6mA entonces ICQ = 140mA.

Figura 12.5 Características del transistor BJT para el amplificador de potencia clase A, acoplado por transformador. Segundo. Se dibuja la recta de carga en ca, la cual tiene una pendiente de 1/R‟L, donde: R‟L= (N1/N2)2*RL = (3)2(8)=72Ω, y la pendiente es -1/72. Luego se emplea la ecuación de la línea recta punto-pendiente y  m( x  x1)  y1 para el cálculo de puntos para el trazado de la línea recta, es decir:

I C  m(VCE  VCEq )  I Cq

m

1 R' L

Para IC=0

VCE  VCEq 

I Cq m

 VCE  10 

0.14 A  20.08V  1 / 72

Para VCE=0

I C  I Cq  mVCEq   I C  0.14 A  (1 / 72) *10V  0.2788  0.279 Con estos puntos se grafica la recta tal como se muestra en la figura 12.5 y se hallan las intersecciones máximas y mínimas de la recta con las curvas características, resultando: VCEmin = 1.7 V VCEmax = 18.3 V

ICmax = 255 mA ICmin = 25 mA

La potencia de salida ac entregada por el transformador, se calcula por:

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PO (ac) 

 129

(VCE max  VCE min ) * ( I C max  I C min ) (18.3  1.7)V * (255  25)mA   0.477W 8 8

La potencia d entrada está dada por:

Pi (dc)  VCC I CQ  10V (140mA)  1.4

Las pérdidas en los devanados del transformador se desprecian y solo se consideran las pérdidas disipadas por el transistor, las cuales se calculan por:

PQ  Pi (dc)  PO (ca)  1.4W  0.477W  0.92W

Entonces la eficiencia está dada por:

% 

PO (ac) 0.477W *100%   34.1% Pi (dc 1.4W

12.2.3.1

EFICIENCIA TEÓRICA MÁXIMA

Para un amplificador clase A acoplado por transformador, la eficiencia teórica máxima llega hasta un 50%. Con base en las señales de salida (VO pico) obtenidas mediante el amplificador, la eficiencia se puede expresar como:

V  VCE min %  50% *  CE max  VCE max  VCE min Donde

  

2

VCE max  VCEq  VO ( pico ) VCE min  VCEq  VO ( pico )

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 130

Capítulo 13. CIRCUITOS INTEGRADOS LINEALES DIGITALES Hasta el momento se ha dado énfasis al estudio de circuitos analógicos o circuitos lineales que son circuitos que manejan señales analógicas también llamadas señales continuas. Sin embargo también se ha presentado la forma de diseñar compuertas lógicas, que son la base para el diseño de circuitos digitales, que manejan señales discretas o señales discontinuas, en el presente capítulo se estudia la operación de circuitos integrados que operan tanto con señales analógicas como con señales digitales.

13.1 COMPARADORES DE VOLTAJE Un circuito comparador es aquel en el que un voltaje lineal de entrada se compara con otro voltaje de referencia, la salida es un nivel lógico que representa si el voltaje de entrada excede al de referencia.

13.1.1 COMPARADOR DE VOLTAJE DE OP-AMP. EL 741 El amplificador operacional 741C se puede emplear como comparador de voltaje. Cuando se conecta el op-amp como se observa en la figura 13.1(a), con la entrada no inversora como Vi, entonces el voltaje de referencia esta dado por:

Vref 

R2 VCC R1  R2



(13.1a)

Luego Vi es comparado con Vref, dando por resultado lo siguiente: SI V  VIn  VEE VOUT   CC SI VEE VIn  VEE



(13.1b)

Siendo VCC el nivel lógico alto (1) y VEE el nivel lógico bajo (0)

Si ahora la entrada inversora se toma como Vi, tal como se muestra en la figura 13.1(b), entonces se tiene que: SI V  VIn  VEE VOUT   CC SI VEE VIn  VEE



(13.1c)

Siendo VCC el nivel lógico alto (1) y VEE el nivel lógico bajo (0)

UNIVERSIDAD AUTÓNOMA DEL ESTADO DE MORELOS – FACULTAD DE CIENCIAS QUÍMICAS E INGENIERÍA - INGENIERÍA ELÉCTRICA FECHA DE CREACIÓN FEBRERO DE 2005

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CONCEPTOS DE ELECTRÓNICA. Dispositivos y análisis de circuitos

Obsérvese también que VEE puede estar conectado a tierra, en cuyo caso el nivel bajo para la figura 16.3(a) será cercano a cero volts.

Figura 13.1 El op-amp 741c como comparador. (a) Comparador positivo, salida alta si Vin>Vref; (b) comparador negativa, salida baja si Vin