Electronics and conversion equipment. Volume 2: Electronic Conversion Technology 9785890357953, 9785890357977

Citation preview

À.Ò. Áóðêî Áóðêîâ â

ÝËÅÊÒÐÎÍÈÊÀ È ÏÐÅÎÁÐÀÇÎÂÀÒÅËÜÍÀß ÒÅÕÍÈÊÀ Â äâóõ òîìàõ

Òîì 2 Ýëåêòðîííàÿ ïðåîáðàçîâàòåëüíàÿ òåõíèêà Допущено Федеральным агентством железнодорожного транспорта в качестве учебника для студентов вузов железнодорожного транспорта

Ì îñêâ ñêâ à 2015

Ó ÄÊ 621.314 621.314 ÁÁÊ 31.264.5 Á 91

Ðåöåíçå í ò: âåäóùèé èíæåíåð Óïðàâëåíèÿ ýëåêòðèôèêàöèè è ýëåêòðîñíàá ýëåêòðîñíàá-æåíèÿ Öåíòðàëüíîé äèðåêöèè èíôðàñòðóêòóðû ÎÀΫÐÆÄ» Ф.Д. Железнов

Á 91

Бурков А.Т. Ýëåêòðîíèêà è ïðåîáðàçîâàòåëüíàÿ òåõíèêà: ó÷åáíèê: â 2 ò. — Ì.: ÔÃÁÎÓ «Ó÷åáíî-ìåòîäè÷åñêèé öåíòð ïî îáðàçîâàíèþ íà æåëåçíîäîðîæíîì òðàíñïîðòå», 2015. ISBN 978-5-89035-795-3 Ò. 2: Ýëåêòðîííàÿ ïðåáðàçîâàòåëüíàÿ òåõíèêà. — 307 ñ. ISBN 978-5-89035-797-7 Èçëîæåíû îñíîâû òåîðèè ïðåîáðàçîâàíèÿ ýëåêòðè÷åñêîé ýíåðãèè ñîâðåìåííûìè ñðåäñòâàìè ñèëîâîé ýëåêòðîíèêè, ðàññìîòðåíû ïðåîáðàçîâàòåëè, èñïîëüçóåìûå â óñòðîéñòâàõ ýëåêòðîñíàáæåíèÿ è ýëåêòðîïîäâèæíîãî ñîñòàâà æåëåçíîäîðîæíîãî, ãîðîäñêîãî ýëåêòðè÷åñêîãî òðàíñïîðòà è ìåòðîïîëèòåíà. Ïðèâåäåíû ïðèíöèïû ïîñòðîåíèÿ è ñõåìîòåõíè÷åñêîé ðåàëèçàöèè âûïðÿìèòåëåé, èíâåðòîðîâ, ïðåîáðàçîâàòåëåé ÷àñòîòû, èìïóëüñíûõ ïðåîáðàçîâàòåëåé è äðóãèõ âèäîâ ñèëîâîé ýëåêòðîíèêè. Äàíû îñíîâû ïðîåêòèðîâàíèÿ, ðàññìîòðåíû ïðè÷èíû è ïîñëåäñòâèÿ àâàðèéíûõ ðåæèìîâ ïðè ýêñïëóàòàöèè òÿãîâûõ ïîëóïðîâîäíèêîâûõ ïðåîáðàçîâàòåëåé. Ïðåäíàçíà÷åí äëÿ ñòóäåíòîâ âóçîâ æåëåçíîäîðîæíîãî òðàíñïîðòà, îáó÷àþùèõñÿ ïîñïåöèàëüíîñòè «Ñèñòåìû îáåñïå÷åíèÿ äâèæåíèÿ ïîåçäîâ» (ñïåöèàëèçàöèÿ «Ýëåêòðîñíàáæåíèå æåëåçíûõ äîðîã»), è ìîæåò áûòü ïîëåçåí øèðîêîìó êðóãó ñïåöèàëèñòîâ, ñâÿçàííûõ ñ ðàçðàáîòêîé è ýêñïëóàòàöèåé óñòðîéñòâ ýëåêòðîñíàáæåíèÿ è íà ýëåêòðîïîäâèæíîì ñîñòàâå. Ó ÄÊ 621.314 621.314 ÁÁÊ 31.264.5

ISBN 978-5-89035-797-7 (ò. 2) ISBN 978-5-89035-795-3

© Áóðêîâ À.Ò., 2015 © ÔÃÁÎÓ «Ó÷åáíî-ìåòîäè÷åñêèé öåíòð ïîîáðàçîâàíèþ íà æåëåçíîäîðîæíîì òðàíñïîðòå», îôîðìëåíèå, 2015

Предисловие Учебник состоит из двух частей, изданных отдельными книга ми: часть 1 «Электроника» (главы 1—9); часть 2 «Электронная и преобразовательная техника» (главы 10—16). Обе части посвяще ны логически связанным физическим основам элементной базы и схемотехники силовой и информационной электроники. Во второй части учебника приведены материалы для освоения теории, принципов схемотехнической реализации, методов расчета и оценки тяговоэнергетических характеристик преобразователей электрической энергии тягового электроснабжения и электричес кого подвижного состава железнодорожного транспорта. Различ ные виды преобразователей — выпрямители, инверторы, импуль сные преобразователи, преобразователи частоты — рассмотрены на основе применения современных полупроводниковых прибо ров: диодов, тиристоров, силовых транзисторов, — информация о которых подробно изложена в части 1 учебника. Применение современных полупроводниковых приборов в ус тройствах преобразования энергии электрической тяги значитель но расширило возможности повышения провозной и пропу пропускной скной способности электрифицированных магистралей, позволило пе рейти к прогрессивным технологиям тяги на основе бесколлектор ных двигателей, открыло возможности повышения уровня напря жения в контактной сети и перехода в перспективе к энергоэф фективным системам электрической тяги на постоянном токе вы сокого напряжения. Кроме того, во второй части даны основы проектирования полу проводниковых преобразователей для современных устройств тяго вого электроснабжения и электрического подвижного состава. При веденные примеры расчета преобразователей обеспечивают доступ ность расчетных методов при проектировании новых и анализе су ществующих тяговых преобразователей электрической энергии.

3

Глава 10. ЭЛЕКТРОННАЯ И ПРЕОБР ПРЕОБРА АЗОВ ЗОВА АТЕЛЬНАЯ ТЕХНИКА НА ЖЕЛЕЗНОДО ЖЕЛЕЗНОДОРОЖНО РОЖНОМ М ТР ТРАНСПО АНСПОРТЕ РТЕ 10.1. Преобразование энергии в устройствах электрической тяги В транспортной системе России, включающей шесть различных видов транспорта, электрифицированные железные дороги являются ведущими. Их конкурентоспособность определяется высокой энергоэкономичностью, безопасностью и экологической безупречностью. На электрифицированных железнодорожных линиях, составляющих около 50 % протяженности железнодорожной сети, выполняется более 85 % объема перевозок грузов. Электрическая тяга — это единая, тесно взаимосвязанная электромеханическая система, функционирование которой сопровождается электромагнитными и электромеханическими процессами в устройствах внешнего электроснабжения, тягового электроснабжения (тяговые подстанции и электротяговая сеть), токосъема, тягового электропривода и механической передачи энергии к движущим колесным парам электроподвижного состава. Род тока, уровень напряжения в отдельных звеньях данной системы, частота тока, сечение проводов контактной подвески, расстояние между тяговыми подстанциями и мощность преобразовательного оборудования, тип тягового электрического привода, способ токосъема, распределение тяговых средств по длине поезда (локомотивная или распределенная тяга), аэродинамика — факторы, определяющие экономическую, энергетическую и экологическую эффективность и безопасность, в конечном счете, конкурентоспособность железнодорожного транспорта. Производительность электрической тяги, оценивающаяся пропу пропускной скной и провозной способностями электрифицированных линий, непосредственно связана с параметрами системы электроснабжения и электроподвижного состава и определяет новые возможности современных железнодорожных систем скоростного и высокоскоростного пассажирского и тяжеловесного грузового движения. 9 кВт·ч эл На железных дорогах России расходу расходуется ется около 40·10 элек ек-трической энергии, что составляет 5—6 % вырабатываемой в стране электроэнергии (электротяга), и потребляется примерно 3 млн т или 4

3—4 % дизельного топлива (теплотяга). Годовые затраты на энергообеспечение го обеспечение железных дорог достигает 60 млрд руб. (в том числе 30 млрд руб. — на электроэнергию), что составляет примерно 12 % годовых эксплуатационных расходов на перевозки. Соответственно и энергетическая составляющая себестоимости перевозок на железнодорожном транспорте достигает такой же доли. Энергетическая эффективность тяги оценивается удельным расходом энергии на показатель перевозочной работы. Например, в 2010 г. для электри4 т·км брутто или ческой тяги удельный расход составил 116 кВт·ч/ кВт·ч/10 10 39 кг условного топлива на этот же показатель. Энергетическая эффективность, а также безопасность движения и экологическая чистота системы электрической тяги на железнодорожном транспорте существенно зависят от определяющих параметров данного вида электрической тяги — рода тока и уровня напряжения, при котором электрическая энергия подводится от источников к тяговому подвижному составу и преобразу преобразуется ется в тяговом электроприводе в механическую энергию движения поезда (рис. 10.1). Выделяют три режима движения поезда: тяга, выбег выбег,, торможение. В режиме тяги электродвигатели преобразуют электрическую энергию в механическую и передают ее на колесную пару пару,, вращающий момент Мк которой обеспечивает касательную силу тягик Fза счет сцепления колеса с рельсом. Эта энергия расходу расходуется ется на преодоление силы сопротивления движению и на повышение скорости движения (увеличение кинетической энергии поезда, равной половине произведения массы поезда на квадрат скорости движения), а при движении на подъеме — на повышение запаса потенциальной энергии, равной произведению силы давления G колесных пар на рельсы (произведение массы поезда на ускорение силы тяжести 9,81 м/с2) на высоту подъема h, м. При выбеге тяговые двигатели отключаются от контактной сети, но движение поезда продолжается за счет накопленной кинетической энергии и/или потенциальной энергии. Эта энергия расходуется на преодоление сил сопротивления движению, превращаясь в теплоту теплоту.. При торможении дополнительно к силам сопротивления движению прибавляется тормозная сила тВ. Движение поезда происходит за счет снижения запасенной в массе поезда кинетической и/или потенциальной энергии. 5

Рис. 10.1. Схема образования силы тяги на ободе колеса электроподвижного состава: ОК — обод колес; МП — механическая передача; ТЭД — тяговый электродвигатель; ПР ПРА А — пуско-регулирующая аппаратура; ТПР — токоприемник; КС — контактная сеть; РС — рельсовая сеть; ТПП — тяговая преобразовательная подстанция; СВЭ — система внешнего электроснабжения

6

Уравнение движения поезда

dV af== dt

g 1+ γ

() kk− w

− bT ,

(10.1)

FW B кк ; T , H/H ; dV ; a, м/с 2; где fwb = = кк == T GQ GQ GQ dt ++ + G и Q — сила давления на рельсы от локомотива и вагонов; 2;с W к — сила сопротивления движению поезда; g = 9,81м/ 9,81м/с 1 + γ — коэффициент вращающихся масс (для электровозов 1,15—1,3; моторвагонных секций и электропоездов 1,06—1,08; пассажирских вагонов 1,04—1,05; высокоскоростного поезда VelaroRus (Сапсан) 1 + γ = 1,06).

Анализ уравнения движения (10.1) позволяет определить характер движения в зависимоти от ускоряющих (замедляющих) сил. В резуль результате тате решения уравнения определяют скорость движения, путь (проходимый поездом за определенный промежуток времени) и время хода по перегону (участку железнодорожного пути). В конечном резуль результате тате может быть определен расход электроэнергии на выполнение перевозочной работы на данном участке за соответствующий промежуток времени. На рис. 10.2 показаны резуль результаты таты графического анализа уравнения движения поезда. Пу Пуск ск осуществляется с постоянным ускоре-

Рис. 10.2. Зависимости удельных сил от скорости движения на прямолинейном горизонтальном пути

7

нием a = const до скорости V пуск пу ск . При этом двигатели выходят на полную мощность. Далее при увеличении скорости и работе с постоянной мощностью ускорение уменьшается и при достижении установившейся скорости Vуст (точка А) наступает равномерное движение. При остановке движение поезда происходит с замедлением (b, м/с 2) до остановки. Фазы движения поезда от пу пуска ска до полной остановки в виде зависимости скорости от времени нахождения в разных фазах движения, обу обусловленных словленных значением ускоряющих и замедляющих сил, включают пу пуск, ск, разгон до установившейся скорости, движение с установившейся скоростью, выбег и торможение (рис. 10.3). Решением уравнения движения поезда для конкретных участков профиля железнодорожного пути и расположения остановочных пунктов позволяет получить время хода поезда x, tпройденное расстояние S, выполненную работу А, потребленную энергиюэ Аи другие параметры движения.

Рис. 10.3. Зависимости скорости от времени на различных фазах движения (пуск: Vпуск , tпуск ; разгон до установившейся скорости: уст V , tразг; движение с установившейся скоростью: Vуст, tуст; выбег: Vторм, tвыб; торможение Vторм, tторм)

8

Энергоемкость процесса движения электроподвижного состава определяется затратами энергии на ускорение при пу пуске ске и разгоне, преодоление уклона пути и сопротивления движению поезда, вклю чая важнейшую составляющую аэродинамического сопротивления, вносящую основной вклад (до 70 % и выше) при скорости движе ния выше 200 км/ч. Пример определения энергоемкости и параметров преобразования электроэнергии при высокоскоростном движении поездов. Для оцен ки удельного электропотребления (потребление в ваттчасах на тон ну массы поезда и километр пройденного пути) удобно использо вать кривую движения поезда. Для упрощения вычислений исполь зуют аппроксимированную кривую движения, получаемую путем замены реальной кривой трапециевидной формы (на рис. 10.3 тра 2) и за пеция ABCD ABCD)) с постоянными значениями ускорения (a, м/с медления (b, м/с2) движения поезда. Площадь, ограниченная ап проксимированной кривой движения ABCD на рис. 10.3, равна пло щади реальной кривой движения. Приняв следующие обозначения переменных: путь от A до D — это расстояние S (км), Т — время движения на этом участке пути в секундах (с), mV— установившая ся скорость трапециевидной кривой (км/ч), а и b — ускорение и замедление (км/ч/с), найдем площадь трапециевидной кривой в форме следующей зависимости St

VV mm 11 t 3600 2 12 Vm 3600 VV mm

3600

TT

tt13

tt 23 Tt

12

3600 t

tt12

2

tt12 2 Vm

2

3600

2

ab 2

a b , км.

(10.2)

В уравнении (10.2) переменными являются S,mV, T, a, b. Задава ясь четырьмя из них, можно определить неизвестную пятую вели чину.. Одна из этих величин, время движения T на участке пути S, чину равна 3600S Vm Ta () b , с. (10.3) Va 2 b m 9

Если между точками K и L некоторого участка, например, рас стоянием S = 650 км, 10 вагонный поезд массой 656 т проходит со скоростью Vm = 200, 250 и 350 км/ч без остановок, то, пренебрегая затратами времени на один разгон и одно торможение, время дви жения составит соответственно: 11 700; 9360 и 6686 с или 3 ч 15 мин.; 2 ч 36 мин. и 1 ч 51 мин. В табл. 10.1 приведены данные по основному сопротивлению дв дви и жения 10 вагонного электропоезда массой 656 т при различных ско ростях. Таблица 10.1 Основное сопротивление движению высокоскоростного электропоезда Скорость, км/ч 200

250

350

Основное сопротивление движению, Н

53 299

77 384

126 314

Удельное сопротивление движению, Н/кН

12,15

15,48

19,83

Энергоемкость движущих осей ЭПС расходу расходуется ется на ускорение поезда Еа, на преодоление уклона Е i и основного сопротивления движению Еw, включая аэродинамическую составляющую. Полная энергоемкость движущих осей, полученная по аппроксимирован ной кривой движения поезда, EE Ei Ew 10, 72 10 62Vm me 2, 73 106 mп i Ta VT 1000 mm 26 10, 7 2Vm me

22 VVmm

bb3, 6

2, 73 106 mп w0 VT

2, 73mп Vm T 1000

Vm2 b 3, 6

w0

1000

i

3, 6

10 , кВт ч.(10.4)

Применены следующие обозначения: me = mп (1 + ) — приведенная масса поезда, т; mп — масса поезда, т; 1 + — коэффициент вращающихся масс; Vm — установившаяся скорость трапециевидной кривой, км/ч; a, b — ускорение и замедление, км/ч/с; Т — время движения на рассматриваемом участке железнодорожной ли нии, ч;

10

w0 — основное сопротивление движению, Н/кН; i — уклон ‰.

Удельная энергоемкость в кВт·ч на измеритель перевозочной ра4 т·км) боты (для РЖД — 10 000 тонно-километров, т.е. 10 44 ⋅⋅ EE 10 eT == TT mL п

10 mT п

VV mm 7200

2 −

+ α

,

Vm

кВт ⋅ч 104 т⋅ км

. (10.5)

b

Здесь ET — в кВт·ч; mп — тоннах; Vm — в км/ч; a и b в км/ч/с. Удельное электропотребление поездом на тягу e кВт ч e0 = T , 4 ⋅ , η 10 т⋅ км

где η — КПД тягового электропривода ЭПС.

Для рассматриваемого примера движения высокоскоростного поезда со скоростями 200, 250 и 350 км/ч на железнодорожной линии длиной 650 км энергоемкость и удельное электропотребление, рассчитанное по данной методике, приведены в табл. 10.2. Таблица 10.2 Параметры электропотребления при движении высокоскоростного поезда Скорость, км/ч 200

250

350

Общая энергоемкость, кВт·ч

14 172

18 484

23 996

4т·км Удельное электропотребление, кВт·ч/ кВт·ч/10 10

332

443

562

Средняя мощность преобразования электрической энергии в механическую энергию движения поезда, кВт

4360

7109

12 970

Удельная мощность преобразования электроэнергии, кВт/т

6,65

10,84

19,77

В качестве примера схемотехнического решения преобразования электроэнергии, полученной из сети в механическую работу на рис. 10.4 приведена схема высокоскоростного электропоезда VelaroRus, состоящего из десяти вагонов, четыре из которых оснащены тяговыми электродвигателями. 11

12 Рис. 10.4. Электрическая схема тяговых и вспомогательных цепей двухсистемного высокоскоростного электропоезда Velaro Rus В2: 1, 2, 3, 4 — асинхронные тяговые двигатели; ПЧ ПЧ1— 1—ПЧ ПЧ4 4 — преобразователи частоты и напряжения; Т1, Т2 — тягоПСН1— 1—ПСН ПСН4 4 — преобразователи собственных нужд) вые трансформаторы; Ld1—Ld2 — сглаживающие реакторы; ПСН

Преобразование электрической энергии в устройствах электрической тяги является основным технологическим процессом при совершении работы электрическим подвижным составом при перевозках грузов и пассажиров. С ростом скоростей движения мощность электропотребления поездом достигает 10—15 МВт и выше. При пакетном графике движения с интервалом попутного следования 6—10 минут удельная мощность устройств электроснабжения достигает 1—1,25 МВт/км. На электрифицированной высокоскоростной железнодорожной линии 650 км общая установленная мощность преобразовательного электрооборудования достигает для указанных параметров движения 650—1500 МВт МВт..

10.2. Назначение и классификация преобразователей электрической энергии и электронных аппаратов Электрическая энергия, сочетающая в себе уникальные свойства (высокую концентрацию мощности при ее производстве и способность безграничного деления при потреблении; плавность регулирования по заданному алгоритму конкретного технологического процесса; гибкость применения во всех видах механизации, автоматизации, компьютеризации труда; экологичность; высокую эффективность), сл слу ужит движущей силой в осуществлении достижений на на-учно-технического прогресса на железнодорожном транспорте. Ввиду огромной протяженности коммуникаций в нашей стране электрификация железнодорожного транспорта особенно эффективна. Основными составляющими этой эффективности являются: использование относительно недорогой электроэнергии, вырабатываемой на крупных тепловых, гидравлических и атомных электростанциях; применение электроподвижного состава (электровозов и электропоездов), обладающего высокими тягово-энергетическими показателями по сравнению с другими видами тяги; снижение себестоимости перевозок на 10—15 %; применение рекуперативного торможения с возвратом энергии в питающую систему в среднем до 10 % расхода на тягу; повышение эксплуатационной надежности; улучшение уровня обслуживания пассажирских перевозок. Россия имеет самую большую протяженность электрифицированных железных дорог в мире — 43 тыс. км, что составляет почти 50 % протяженности железнодорожных магистралей страны или 18,6 % электрифицированных дорог мира. 13

Электрическая энергия на электростанциях вырабатывается в виде энергии трехфазного тока промышленной частоты (50 Гц). Среди промышленных потребителей электроэнергии примерно 30 % являются потребителями постоянного тока (электрохимические и электрометаллургические установки, гальванические ванны, электропривод постоянного тока). В дальних передачах электрической энергии в энергосистемах используются линии электропередачи постоянного тока напряжением до 1000 кВ и выше. В таких передачах на передающей стороне трехфазный ток преобразу преобразуется ется в постоянный, а на приемной стороне — постоянный ток в трехфазный переменный ток. В современных промышленных электроприводах переменного тока используются регулируемые по частоте вращения асинхронные двигатели, для которых требу требуется ется трехфазный переменный ток, регулируемый регулиру емый по частоте и напряжению. На электрифицированном магистральном и городском рельсовом транспорте, на электровозах, электропоездах и в трамваях используется пользу ется тяговый электропривод постоянного тока с коллекторным двигателем. В системах постоянного тока трехфазный ток промышленной частоты преобразуется на тяговых подстанциях в постоянный ток. Для плавного регулирования напряжения тяговых двигателей на электроподвижном составе применяются различные способы преобразования постоянного тока одного напряжения в постоянный ток другого напряжения. В режиме рекуперативного торможения избыточная энергия, не потребленная электроподвижным составом в тяговом режиме, на тяговых подстанциях преобразу преобразуется ется в трехфазный ток промышленной частоты и возвращается в питающую систему систему.. В системах переменного тока промышленной частоты на электроподвижном составе осуществляется преобразование однофазного тока в постоянный ток и плавное регулирование напряжения на коллекторах тяговых двигателей. В режиме рекуперативного торможения требу требуется ется обратное преобразование энергии постоянного тока, вырабатываемой двигателями, находящимися в генераторном режиме, в энергию однофазного переменного тока, возвращаемую в тяговую сеть. В связи с этим на тяговых подстанциях и на самом электроподвижном составе требу требуется ется комплекс преобразователей электроэнергии. 14

Созданы совершенные виды электроподвижного состава с бесколлекторными тяговыми двигателями трехфазного тока — асинхронными и синхронными — более надежными, экономичными и мощными. Для плавного регулирования скорости электроподвижного состава разработаны электронные комплексы преобразователей электрической энергии (преобразователи частоты и числа фаз). Такие преобразователи обеспечивают питание асинхронных и синхронных двигателей трехфазным током с плавным регулированием частоты от долей до сотен герц и необходимое изменение напряжения при питании от контактной сети постоянного тока и сети однофазного переменного тока. Развитие высокоскоростного движения до 300—350 км/ч стало реальным только благодаря электрификации и созданию электропоездов с новым типом бесколлекторного тягового электропривода и современными преобразователями электроэнергии. Рекорд скорости рельсового транспорта, составляющий 574,6 км/ч, установлен высокоскоростным электропоездом АGV во Франции в 2007 г. К 2010 г. в Европе создана сеть высокоскоростного движения от Лондона на севере до Неаполя на юге и от Атлантики на западе до Нюрнберга на востоке. Создана сеть высокоскоростных линий в Испании. Бурно развивается высокоскоростное движение в Китае, где к 2020 г. протяженность таких магистралей достигнет 16 тыс. км. В России введена в эксплуатацию высокоскоростная магистраль Санкт-Петербург—Москва, планиру планируется ется строительство высокоскоростной линии Москва—Казань и далее до Екатеринбурга. В Германии разработана и реализована на полигоне транспортная система «Т «Трансрапид» рансрапид» на магнитной подушке с линейным синхронным двигателем трехфазного тока. Развернутый в плоскость статор двигателя укладывается в путевую структуру структуру.. К обмотке статора по кабельным линиям от тяговых преобразовательных подстанций с тиристорными преобразователями частоты подводится трехфазный ток, регулируемый по частоте и напряжению. Эта разработка реализована в Китае для сообщения крупного мегаполиса с аэропортом. В Японии высокоскоростной поезд «Маглев» из пяти вагонов испытан на скорости 500 км/ч. К 2027 г. планируется ввести в эксплуатацию такой поезд на магнитной подушке на линии Токио—Нагойя. Таким образом, современные технологии преобразования энергии являются основным условием создания электрифицированных 15

магистралей с интенсивным движением и высокопроизводительного городского транспорта. Классификация преобразователей электроэнергии. Устройства преобразования электроэнергии делятся на электромагнитные и электронные. Благодаря экономичности и высокой надежности преимущественное применение в современной преобразовательной технике находят электронные преобразователи, построенные на основе диодов, тиристоров и силовых транзисторов (рис. 10.5). Такие преобразователи получили название полупроводниковых преобразователей электрической энергии. По роду тока на входе и выходе различают четыре группы таких преобразователей: переменно-постоянного, постоянно-переменного, переменно-переменного и постоянно-постоянного тока.

Рис. 10.5. Структурная схема классификации преобразователей электроэнергии

16

Электронные аппараты. Аппараты представляют собой новый вид электронных устройств разнообразного назначения: тиристорные выключатели переменного и постоянного тока, разрядники, защитные устройства и другие бесконтактные аппараты. Переход от контактной аппаратуры к бесконтактным электронным устройствам позволяет повысить надежность работы, сократить эксплуатационные расходы, уменьшить материалоемкость и размеры аппаратуры. Электронные преобразователи и аппараты разрабатываются на основе современных полупроводниковых приборов, оптоэлектронных и других электронных средств. Их работа характеризу характеризуется ется сложными электромагнитными процессами. Поэтому разработка, проектирование и техническое обслуживание таких устройств требуют специальных методов, квалифицированного на научного учного и инженерного труда.

10.3. Принципы конструирования электронных преобразователей Задачи проектирования силовых цепей преобразователей. Проектирование — это процесс составления описания еще не существующего преобразователя, который должен функционировать в заданных условиях. Описание преобразователя формируется на основе заданного первичного описания в виде технического задания и оптимизации его характеристик, а также дальнейшего представления результатов резуль татов на различных языках. Процесс проектирования состоит из ряда проектных процедур, каждая из которых заканчивается проектным решением, т.е. описанием объекта проектирования или его отдельного элемента. Часть проектной процедуры, имеющей неизменный алгоритм в процессе получения проектного решения, составляет проектную операцию. Проектные решения оформляются проектными документами, совокупность которых в текстовой и графической форме образу образует ет проект нового преобразователя. Разработка электронных преобразователей с высоким качеством преобразования энергии, улучшенными массогабаритными показателями невозможна без применения новых методов и средств проектирования. С учетом повышенных требований к устройствам силовой преобразовательной техники и качеству их проектирования за последнее десятилетие создана система автоматизированного проектирования (САПР) электронных преобразователей. 17

Система проектирования сложных электронных преобразователей электроэнергии включает в себя информационную подсистему подсистему,, подсистемы поиска решения технической задачи, инженерного анализа, ведения и изготовления документации. Такая структура обеспечивает выполнение законченных проектных процедур с получением необходимых проектных документов. Информационная подсистема выполняет задачи сбора, обработки хранения и выдачи необходимой для процесса проектирования информации. Подсистема поиска решений технической задачи включает в себя нахождение решения поставленной в техническом задании задачи среди известных схемных решений и в резуль результате тате синтеза новых оригинальных схемных решений. Подсистема инженерного анализа обеспечивает решение задачи оптимизации характеристик преобразования с использованием методов макетирования и математического моделирования. Подсистема ведения и изготовления документации предназначена для получения проектных документов: электрических принципиальных схем, перечней элементов, технических описаний и т.д., необходимых для создания проектируемого ектиру емого преобразователя. Этапы проектирования. В процессе разработки преобразователя выделяют этапы системотехнического (структурного), схемотехнического, конструкторского, технологического проектирования. В ходе разработки эти этапы выполняют несколько раз с различной степенью их детальной проработки, решая проблему выбора оптимального варианта. Процесс оптимизации лежит в основе инженерной деятельности состоящей в проектировании новых, более эффективных и менее дорогостоящих вариантов и разработке методов повышения надежности функционирования существующих преобразователей. При проектировании преобразователя с использованием теории оптимизации необходимо установить границы конкретного решения, подлежащего оптимизации, выявить критерий или несколько критериев оптимальности, выбрать внутренние переменные параметры, на основе которых сравнить варианты, построить математическую модель, отражающую связь между переменными параметрами, выбрать метод оптимизации и решить поставленную задачу.. В этой работе сокращение доли труда проектировщика и высдачу вобождение его рабочего времени для решения творческих задач достигается автоматизацией проектирования. 18

На этапе системотехнического (структурного) проектирования определяют структуру проектиру проектируемого емого преобразователя на уровне функциональных схем. В этом случае предварительный отбор нескольких схем из всех возможных может выполнить ЭВМ, а окончательный выбор схемы должен сделать проектировщик. На этапе схемотехнического проектирования выполняют приближенный расчет выбранных или синтезированных схем, выбор элементной базы, анализ электромагнитных процессов в переходных и установившихся режимах, оптимизацию схем по заданным критериям. Творческая задача на этом этапе — принятие решений по резуль результатам татам расчетов. Остальные задачи должны решаться на ЭВМ. Приближенные расчеты отдельных схем выполняют по хорошо отработанным инженерным методикам. Более сложная задача — анализ электромагнитных процессов — решается на этом этапе при характерном для преобразователей ключевом режиме работы диодов, тиристоров, силовых транзисторов. При этом ввиду больших затрат на реальное макетирование или физическое моделирование большое значение имеют методы вычислительного эксперимента. Расчет параметров и характеристик элементов, схем, систем является ядром проектирования, основанным на конкретной программной реализации. На этапе конструкторского и технологического проектирования решаются задачи конструктивных и технологических решений и выпуска пу ска соответствующей документации с учетом технологических возможностей предприятия или отрасли. Создание конструкции преобразователя — трудно формализу формализуемый емый творческий процесс, в котором большое значение имеет личный опыт и интуиция проектировщика.

10.4. Методы расчета и моделирование электромагнитных процессов в силовых цепях преобразователей Аналитические, численные и численно"аналитические методы рас" чета. Силовые схемы электронных преобразователей представляют собой электрические цепи с переменной структурой, изменяющейся в процессе функционирования вследствие циклического переключения силовых полупроводниковых приборов (СПП) и изменения контуров с токами. В преобразователях с переменной 19

структурой наиболее часто используют аналитические, численные и численно-аналитические методы расчета процессов. В аналитических методах силовые цепи преобразователей с переменной структурой и известными моментами переключения (коммутации) СПП описываются линейными дифференциальными уравнениями, порядок и значения коэффициентов которых могут изменяться в моменты коммутации. Общим методом расчета процессов в таких преобразователях является метод разностных уравнений. Он предполагает двухэтапное составление единых уравнений для переходного и установившегося режимов: на первом этапе находят уравнения процессов без определения начальных условий для отдельных интервалов периода работы, а на втором — формируют систему разностных уравнений, из решения которой определяют единые уравнения процессов. В этом методе в наиболее завершенном виде использу используется ется алгоритм, основанный на использовании теории графов и матриц для составления и решения разностных уравнений. Если моменты переключения СПП заранее неизвестны (например, для выпрямителей), то найти при определенных допущениях аналитическое решение задачи расчета можно обобщенным методом анализа процессов в преобразователях. Аналитические методы сопряжены с выполнением трудоемких матричных преобразований, большим объемом вычислений при нахождении корней характеристических полиномов. Поэтому при использовании ЭВМ чаще используют численные методы. Численные методы расчета электромагнитных процессов в силовых цепях преобразователей ориентированы на применение ЭВМ, поэтому их представляют в виде последовательности ряда законченных этапов. Одним из основных этапов является формирование уравнений схемы преобразователя и их решение. Применение математических моделей СПП позволяет выполнить формирование системы уравнений схемы один раз, а затем только изменять коэффициенты этой системы при коммутациях, что требует бу ет небольших вычислительных затрат затрат.. Затруднение вызывают сильно отличающиеся по своему значению сопротивления СПП в открытом и закрытом состояниях, что приводит к большому разбросу постоянных времени (жесткости) системы дифференциальных уравнений, поэтому требуются значительные вычислительные 20

ресурсы. Выходом из затруднения при расчете является использование S-модели СПП, «обходящей» проблему жесткости системы дифференциальных уравнений. При замене СПП S-моделью (идеальный ключ) формирование системы уравнений происходит после каждой коммутации. Это сокращает требу требуемый емый вычислительный ресурс. Формирование системы уравнений определяется выбором независимых переменных. Выбор в качестве независимых переменных токов обу обусловливает словливает формирование методов контурных токов. Если независимыми принимаются потенциалы, то используют метод узловых потенциалов. Однако оба метода не дают хороших результатов. зуль татов. Поэтому при формировании системы уравнений более применим метод переменных состояния, обеспечивающий получение уравнений в гибридном координатном базисе. При описании используют дифференциальные уравнения и связанные с ними алгебраические уравнения. Для контроля состояний СПП в процессе расчета необходимо определять токи открытых и напряжения закрытых СПП, что приводит к расширению базиса переменных. В этом случае систему уравнений формируют в полном координатном базисе, содержащем токи и напряжения всех элементов цепи, а затем ее разделяют на систему дифференциальных уравнений относительно токов и систему алгебраических уравнений относительно напряжений.

Глава 11. ВЫПРЯМИТЕЛИ 11.1. Назначение и классификация выпрямителей Структурная схема выпрямителя. Выпрямитель (рис. 11.1) в общем случае представляет собой агрегат агрегат,, состоящий из преобразовательного трансформатора 1, выпрямительной схемы (установки) 2, сглаживающего филь фильтра тра 3, устройств управления и защиты 4 и автоматического регулирования 5. Выпрямительная установка выполняется на основе диодов и тиристоров, а в отдельных случаях на основе силовых транзисторов. Основное назначение выпрямителя заключается в преобразовании переменного тока в постоянный, а точнее, в пульсирующий выпрямленный ток. Дополнительной функцией выпрямителя может быть регулирование уровня напряжения на выходе за счет изменения напряжения на входе выпрямительной установки либо путем изменения электрического угла открытого состояния полупроводниковых приборов. Такие выпрямители называются управляемыми. Неуправляемые выпрямители не имеют устройств для регулирования напряжения трансформатора, а выпрямительные установки таких выпрямителей выполняются на диодах. В управляемых выпрямителях регулирование напряжения может осуществляться за счет переключения витков преобразовательного трансформатора или применением управляемой выпрямительной установки на тиристорах, либо транзисторах. Выпрямители с управляемой выпрямительной установкой являются обращаемыми и могут работать в инвер-

Рис. 11.1. Структурная схема выпрямителя

22

торном режиме. Выпрямительные установки, выполненные на тиристорах и диодах, обладающие свойствами регулирования напряжения, но не позволяющие осуществлять переход в режим инвертора, обычно называются полууправляемыми полууправляемыми.. В некоторых случаях отдельные звенья выпрямителя могут отсутствовать. В неуправляемых выпрямителях, построенных на диодах, нет устройств управления и автоматического регулирования. Иногда не применяется преобразовательный трансформатор, если нет необходимости согласовывать цепи источника и потребителя по уровню напряжения. Когда не предъявляются определенные требования по качеству выпрямленного тока, то может отсутствовать сглаживающее устройство. Классификация выпрямителей (рис. 11.2). В зависимости от числа фаз питающей сети различают выпрямители однофазного и многофазного тока. Выпрямленное напряжение не является идеальным. Оно имеет определенное число пульсаций за период питающего напряжения. Число пульсаций выпрямленного напряжения q зависит от числа фаз питающей сети и от схемы соединения вторичных обмоток преобразовательного трансформатора и полупроводниковых приборов выпрямительной установки. Выпрямители однофазного тока могут быть однопульсовыми (q = 1) и двухпульсовыми (q = 2). Выпрямители многофазного тока (m > 1) можно выполнить с числом пульсаций q = km km,, где k = 1, 2, 3.... Практическое применение находят трехпульсовые (q = 3), шестипульсовые (q = 6), двенадцатипульсовые (q = 12) выпрямители. Могут применяться выпрямители и с большим числом пульсаций. Существенным признаком в классификации является структура связей вторичной обмотки преобразовательного трансформатора и выпрямительной схемы. Различают нулевые и мостовые схемы выпрямителей. В нулевых схемах (рис. 11.3, а) нагрузка включается между выведенной нулевой точкой вторичной обмотки трансформатора и общей катодной или анодной точкой электронных приборов выпрямительной схемы. Нулевые схемы иначе называют однотактными однотактными,, так как в течение одного периода по вторичным обмоткам ток протекает только один полупериод. В мостовых схемах (рис. 11.3, б) нагрузка включается между общими точками анодной и катодной токосборных групп полупро23

Рис. 11.2. Структурная схема классификации выпрямителей

24

а

б

Рис. 11.3. Нулевая (а) и мостовая (б) схемы выпрямителя

водниковых приборов. Вторичная обмотка трансформатора не имеет вывода нулевой точки, а полупроводниковые приборы парами присоединяются к выводам фаз вторичной обмотки трансформатора: один — анодом, другой — катодом. Пары приборов объединяются в схему моста. Мостовые схемы называют двухтактными, так как в каждой фазе вторичной обмотки трансформатора ток проходит каждый полупериод, т.е. в каждый период обмотка нагружается в обоих направлениях. Нулевые и мостовые схемы делятся на простые и сложные. Сложные схемы образуются из простых путем их параллельного или последовательного соединения на стороне выпрямленного тока. Задачи инженерных расчетов выпрямителей. Целью инженерного расчета является определение основных параметров преобразовательного трансформатора, выбор типа и числа электронных приборов в одном плече выпрямительной схемы, обоснование схемы и параметров сглаживающего филь фильтра тра и определение энергетических показателей. В качестве исходных данных используются: номинальное значение выпрямленнного напряжения Udн и выпрямленного тока Idн, номинальное напряжение питающей сети U 1. 25

В расчете определяются: среднее значение выпрямленного напряжения Ud ; эффективное значение фазного напряжения вторичной обмотки трансформатора U 2; коэффициент трансформации трансформатора тk; среднее значение тока в плече выпрямительной схемы Iа; эффективное значение тока вторичной обмотки трансформатора I2; эффективное значение тока первичной обмотки трансформатора 1I ; мощности первичных и вторичных обмоток трансформатора S 1, S2; расчетная (типовая) мощность трансформаторат;S коэффициент мощности выпрямителя м k и его зависимость от коэффициента регулирования напряжения; максимальное обратное и прямое (для тиристорных схем) напряжение плеча выпрямительной схемы; гармонический состав напряжений и токов на входе и выходе; параметры сглаживающего филь фильтра; тра; коэффициент полезного действия выпрямителя η; внешняя и регулировочная характеристики. Расчеты выполняются с использованием схемы замещения. Цепи выпрямителя являются существенно нелинейными и их расчеты выполняются на основе методов общей теории электрических цепей. Для упрощения анализа и расчетов обычно применяют следующие допущения: пренебрегают током намагничивания трансформатора, так как он составляет 1—2 % от номинального тока; приравнивают нулю активные сопротивления обмоток трансформатора и соединительных приводов; электронные приборы рассматриваются как идеальные ключи. Часто используют дополнительное допущение об идеальном сглаживании выпрямленного тока. Для расчета и анализа используют специальные и классические методы.

11.2. Схемы выпрямителей однофазного тока Исходные положения. Выпрямители однофазного тока находят применение для питания выпрямленным током различных систем и устройств промышленной и транспортной информационной электроники, решающих задачи управления, регулирования, переработки и отображения информации. Это выпрямители на небольшие мощности до нескольких сот ватт ватт.. В тяговом электроприводе на электроподвижном составе (электровозах и моторных вагонах электропоездов), получающем питание от контактной сети однофазного тока, применяются мощные однофазные выпрямители от нескольких сотен киловатт до нескольких мегаватт мегаватт.. Такие выпрямители дол26

жны обладать характеристиками, обеспечивающими экономичное использование энергии. Важно правильно выбрать схему выпрямления, полупроводниковые приборы, сглаживающий филь фильтр. тр. Простейшей схемой однофазного выпрямителя является однопульсовая (однополупериодная) схема на одном диоде с шунтирующим диодом или без него. Чаще используются двухпульсовые (двухполупериодные) нулевая и мостовая схемы однофазных выпрямителей. Рассмотрим работу однофазных выпрямителей на примере активной нагрузки. Анализ однофазных выпрямителей при активно-индуктивной, активно-емкостной и активно-индуктивной нагрузке и нагрузке, содержащей противо-ЭДС (электродвигатели, аккумуляторы) предлагается выполнить самостоятельно. Примем упомянутые выше упрощающие допущения и будем счи= ωL тать преобразовательный трансформатор без рассеяния т (x S = = 0) идеальным, с коэффициентом трансформациитk= 1. В процессе расчета учтем влияние наиболее важных параметров схемы замещения. Нулевая Ну левая схема выпрямления (рис. 11.4). Диоды VD VD1 1 и VD VD2 2 проводят ток поочередно, когда потенциал их анода положителен относительно средней (нулевой) точки вторичной обмотки трансформатора Т. Потенциал этой точки принимается равным нулю. Токdi замыкается через нагрузку R d в течение обоих полупериодов, а вторичные обмотки проводят ток i2′w2 и i ′′2w2 поочередно в течение одного полупериода. Магнитная цепь трансформатора работает без вынужденного намагничивания, так как намагничивающие силы и направлены встречно. Первичная обмотка нагружена током оба полупериода. Определим основные расчетные соотношения, во восспользовавшись временными диаграммами. Среднее значение выпрямленного напряжения

1π UU == ∫ d 0 ππ

sin ωω td t м2

UU м2

π 0

−cos ωt =2

U = 2 2 2 = 0,9U 2 , (11.1) π π

м2

где U2 — эффективное напряжение вторичной обмотки трансформатора.

Из выражения (11.1) следу следует ет

UU =π 2

/ 2 2 =1,11U .

dd

(11.2) 27

Рис. 11.4. Нулевая схема выпрямления однофазного тока и временные диаграммы напряжения и токов

28

По аналогии с выражением (11.1) среднее значение тока плеча (диода) 2

1 π IIa == ∫ 22 ππ0

sin ωω td t м2

I м2

=

Id

(11.3)

,

поскольку I d = 2 I м2/π. 22 UU 2π d (11.4) = πU . 22 Эффективные значения токов вторичной и первичной обмоток соответственно UU 22 bd max == м2

1sππ II2м== ∫∫ 22 ππ 00

2U 2 =

2

I м2

2

2

sin ωω td t

tt in 2 ωω − 2 4

d ω t =

2

==

IIм2

ππ

22 π

II12=+ ′′ I ′2 =

м2

2

ππ IIdd 44

= II = 0, 785 , 4 dd

22

+

=

π 2 I 4

dd

(11.5)

=1,1 , 1I1 .

(11.6)

Расчетные мощности вторичных и первичной обмоток трансформатора соответственно

Sm U2 I 2 22==

2 2ππ UIdd πPd 1, 7 3P , d 22 4 = 42 =

(11.7)

Sm U1I 1 11==

2 UIdd 2 Pd ππ =1, 23Pd , 48 = 22

(11.8)

где m1 и m2 — число первичных и вторичных обмоток; Pd = UdI d.

Расчетная, или типовая, мощность преобразовательного трансформатора определяется как полусумма мощностей первичной и вторичных обмоток: SS 1, 2 3+ 1, 73 12+ SP 1, 4 8P . (11.9) == т dd= 22 29

Коэффициент использования трансформатора

/ Sт Pd / 1, 48 Pd 0, 68. kP (11.10) pd Кривая выпрямленного напряжения ud содержит постоянную составляющую Ud и переменную ud~, представляющую собой сум му высших гармонических составляющих. Разложение в ряд Фурье кривой u d~ позволяет определить коэффициенты ряда. Постоянная составляющаяAu 02

π/ 2

1

∫

() t d t 0, 9U

dd ωω

U .

π π/ 2 — фун Синусная Сину сная составляющая ряда отсутствуе отсутствуетт, потому чтоd U кция четная, а косину косинусная сная составляющая имеет только четные гар монические. Амплитуда гармонической порядка n = 2, 4, 6 ... . AU ()nd

2 м()n

π/ 2

∫

Uм2 cosωω t cosn t

2U d n2 1

.

(11.11)

π π/ 2 Эффективное значение переменной составляющей выпрямлен ного напряжения 2

∑ Udnм(

U d~

nd2

23

)

2U

.

(11.12)

Численные значения, характеризующие гармонический состав переменной составляющей выпрямленного напряжения при часто те питающей сети f = 50 Гц, приведены ниже n

24

6

8

Udм(n)/U d

0,66

0,134

0,06

0,032

fn, Гц

100

200

300

400

Из приведенного анализа следу следует ет,, что в кривой выпрямленного напряжения ярко выражена вторая (n = 2) гармоническая с часто той fn = 100 Гц, амплитуда которой достигает 66 % от постоянной составляющей. Доля остальных высших гармонических амплитуды незначительна. Качество выпрямленного напряжения оценивается коэффици ентом пульсации, представляющим отношение амплитуды перемен 30

ной составляющей к среднему значению выпрямленного напряжения: ≅ (2Ud/3)/U d ≅ 0,66. (11.13) k q = Ud м( м(2) 2)/U d На основании этих данных можно сделать вывод о том, что качество выпрямленного напряжения невысокое. Для получения удовлетворительной работы потребителей в большинстве случаев необходим сглаживающий филь фильтр, тр, улучшающий качество преобразования тока. Мостовая схема выпрямления. Диоды VD VD1 1 и VD VD3 3 11.5) обра(рис. зуют катодную, а диоды VD VD2 2 и VD VD4 4 — анодную группы приборов в схеме однофазного моста. К одной диагонали моста подключена вторичная обмотка трансформатора Т, а другая, образующая общие катодную и анодную точки, является выводами положительного и отрицательного полюсов выпрямителя. Диоды проводят ток попарно: VD VD1, 1, VD VD2 2 — в течение положительных, а VD VD3, 3, VD VD4 4 — в течение отрицательных полупериодов питающего напряжения. В каждую пару входит диод катодной и диод анодной группы. На соответствующих интервалах они совместно с вторичной обмоткой и резистором нагрузки R d образуют замкнутую цепь тока. В каждый момент времени ток проводит пара диодов: диод катодной группы с более высоким потенциалом на аноде и диод анодной группы с более низким потенциалом катода относительно потенциалов других диодов соответствующей группы. Среднее значение выпрямленного напряжения 22 U 2 (11.14) UU == 0,9 0, 9 2, d π где U2 — эффективное напряжение вторичной обмотки трансформатора.

Среднее значение тока и максимальное значение обратного напряжения диодов соответственно I а = I d / 2;

(11.15)

Ubmax = Uм2 = πUd /2 = 1,57Ud . (11.16) Эффективное значение тока вторичной и первичной обмоток трансформатора I м2 πI d II21== 1, 1I1 d . (11.17) 22 = 2 = 31

Рис. 11.5. Мостовая схема выпрямления однофазного тока и временные диаграммы напряжений и токов

32

Расчетная мощность обмоток трансформатора S2 = S1 = mU2I 2 = 1,11Ud ·1,11Id = 1,23Pd . Расчетная (типовая) мощность трансформатора

(11.18)

Sт = (S1 + S2)/ (11.19) )/2 2 = 1,23P d. При этом коэффициент использования трансформатора по мощности kр = Pd /S т = 0,815 Pd.

11.3. Схемы выпрямителей трехфазного тока Исходные положения. Принципы построения и режимы работы трехфазных выпрямителей аналогичны однофазным выпрямителям. Поэтому при анализе схем трехфазных выпрямителей используются те же подходы и методы. Особенностью трехфазных выпрямителей является значительно меньшая переменная составляющая выпрямленного напряжения. В связи с этим в трехфазных выпрямителях даже при чисто активной нагрузке в неуправляемых выпрямителях ток нагрузки является непрерывным. В трехфазных выпрямителях допущение о полностью сглаженном токе является более близким к реальным режимам работы. Поэтому это допущение, наряду с другими упрощениями, применявшимися при анализе однофазных выпрямителей, будет неоднократно использовано. Нулевая Ну левая трехпу трехпульсовая льсовая схема. Схема (рис. 11.6) состоит из трехфазного преобразовательного трансформатора Т с выведенной нулевой точкой вторичной обмотки, соединенной в звезду звезду,, и выпрямительной схемы на трех диодах VD VD1, 1, VD VD2, 2, VD VD3, 3, аноды которых соединены со вторичными обмотками, а катоды объединены в общую точку.. Положительный полюс выпрямителя образует общая катодточку ная точка, а отрицательный — нулевая точка вторичной обмотки трансформатора. Возможен вариант схемы с инверсным включением диодов. В рассматриваемой схеме в каждый момент времени ток нагрузпропускает скает один диод, потенциал анода которого максимален ки i d пропу относительно нулевой точки. Каждый диод на интервале одного периода проводит ток 2π/3 = 120 эл. град. Выпрямленное напряжение Ud формиру формируется ется напряжениями фазы а (на интервале между точками 1—2), фазы b (2—3) и фазы с (3—4) и т.д. 33

Рис. 11.6. Схема и временные диаграммы напряжений и токов нулевой трехпульсовой схемы выпрямления

34

Среднее значение выпрямленного напряжения /3

33+ π UE d ==22 ∫ ππ /3

33 E м2ф

cosωω td t м 2ф

3 2 Е 1,17E 2ф,(11.20) 2 π 2ф =

=

−π

где Ем2ф, Е2ф — соответственно амплитудное и эффективное значения фазного напряжения на холостом ходу ходу..

Средний ток диода Id

. (11.21) 3 Обратное напряжение диода определяется как разность потенциалов анода диода VD VD1 1 и катодов диодов VD VD2 2 и VD VD3 3 соответственно на интервалах их проводимости. Это напряжение по существу состоит из участков кривых линейных напряжений U ba и Uca. Максимальная величина обратного напряжения равна амплитуде линейного напряжения: Ia=

2 2E 2ф = πU = 2, 09U d . 3 Эффективное значение тока вторичных обмоток UE == 33 м2ф bd max

II2==

1 2π

2 3π

∫

d t dd ω

0

Id 3

(11.22)

(11.23)

0,5 58I , = 0,

а тока первичных обмоток

12 II1 =+ 23 π

2 3π

∫∫ 0

22 dd

d ωω t

2π 2 3π

1 I 3

d t

=

2I d 3

= 0, 47I

Типовая мощность трансформатора UU dd 30 , 473 IIdd+ 0,58 33 UI U I SS 1, 1 7 1, 1 7⋅ 11 + 2ф 2 12+ Sт == = 22 2 1, 2 1+ 1, 4 9 1, 3 5Pd . == 2

d

. (11.24)

= (11.25) 35

Коэффициент использования мощности трансформатора Pd 1 kp 0,7 0, 74. (11.26) ==S 1, 3 5 = т

Степень использования трансформатора выше, чем в однофазных нулевых выпрямителях, но все же является низкой. Кривые токов вторичных обмоток содержат постоянную составляющую, равную I d /3, которая создает в каждом из трех стержней магнитопровода однонаправленный поток вынужденного подмагничивания трансформатора. Этот поток замыкается от верхнего ярма трансформатора к нижнему через воздух, а также через детали крепления магнитопровода и через стальной бак, вызывает появление вихревых токов и нагревание. Кроме того, это явление может вызвать насыщение магнитопровода. Для избежания этого приходится увеличивать размеры трансформатора. Подмагничивание можно устранить, если применить специальное соединение обмоток в зигзаг зигзаг.. Однако это усложняет трансформатор. Лучшие резуль результаты таты дает применение трехфазных шестипульсовых выпрямителей. Нулевая Ну левая шестипу шестипульсовая льсовая схема. Выпрямитель состоит из трехфазного преобразовательного трансформатора с двумя вторичными обмотками и шести групп диодов. Вторичные обмотки трансформатора образуют две трехфазные системы, сдвинутые по фазе на π, что достигается выводом начала одной и конца второй вторичных обмоток, расположенных на одном стержне магнитопровода трансформатора, и соединением трех фаз каждой вторичной обмотки в звезду (рис. 11.7, а). Одна из них, совпадающая по фазе с первичной обмоткой 1(,а b3, с5), носит название прямой, а вторая (4а, b6, с2) — обратной трехфазной системы (рис. 11.7, б). В резуль результате тате две системы образуют симметричную шестифазную систему переменного тока (рис. 11.7, в). К выводам вторичных обмоток присоединяются своими анодами диоды. Объединенные катоды диодов образуют положительный полюс выпрямителя, а объединенная нулевая точка вторичных обмоток трансформатора — отрицательный полюс. Возможны две модификации нулевой шестипульсовой схемы: бе безз уравнительного реактора, когда нулевые точки (О1, О2) прямой и обратной обмоток соединяются непосредственно; с уравнительным реактором, когда нулевые точки соединяются через однофазный реактор с выведенной средней точкой. 36

а

б

в

Рис. 11.7. Симметричная шестифазная система переменного тока и векторные диаграммы напряжений

Рассмотрим нулевую схему трехфазного выпрямителя с уравнительным реактором (УР) (рис. 11.8). В каждый момент времени только один из диодов имеет максимальный потенциал на аноде относительно нулевой точки (0). Если УР отсутству отсутствует ет,, то ток нагрузки будет проводить тот диод, потенциал анода которого максимален: на интервале между точками 2 и 4 — диод VD VD1; 1; 4 и 6 — VD VD2; 2; 6 и 8 — VD3; 8 и 10 — VD4; 10 и 12 — VD5 и т.д. Кривая выпрямленного напряжения ud будет формироваться вершинами фазных напряжений прямой и обратной обмоток ua1, uc1, ub3, ua4, uc5 и т.д. и имеет шесть пульсаций за один период. Диоды и вторичные обмотки будут нагружаться током с амплитудой dI в течение интервала π/3 = = 60 эл. град. В каждый момент времени ток протекает только в одной фазной обмотке одной звезды, а в первичной обмотке ток замыкается по двум фазным обмоткам. В резуль результате тате на стержнях магнитопровода трансформатора нет баланса намагничивающих сил. 37

Рис. 11.8. Схема и временные диаграммы напряжений и тока нулевой шестипульсовой схемы с уравнительным реактором

38

На каждом стержне возникает избыточная намагничивающая сила, пропорциональная Id /3, создающая поток вынужденного намагничивания. На каждом интервале π/3 он во всех трех стержнях совпадает по направлению и изменяет направление на очередном интервале π/3. Таким образом, поток вынужденного намагничивания изменяется с тройной частотой и называется однофазным потоком вынужденного намагничивания. Этот поток, замыкаясь по элементам конструкции трансформатора, вызывает дополнительные потери от вихревых токов, приводит к существенному увеличению эквивалентной анодной индуктивности и к большей крутизне внешней характеристики выпрямителя. Вследствие этого явления и низкого использования диодов и установленной мощности трансформатора нулевая шестипульсовая схема без уравнительного реактора не используется. пользу ется. Для устранения этих недостатков Кюблером была предложена схема с уравнительным реактором (схема Кюблера). Идея применения уравнительного реактора заключается в том, что в такой схеме обеспечивается одновременная работа обеих звезд путем выравнивания потенциалов на анодах двух диодов: одного в прямой и одного в обратной звездах. Выравнивание потенциалов достигается тем, что под действием разности (кu = ua1 – u b6) потенциалов между точками 01 и 02 в контуре (на рис. 11.8, обозначено штриховой линией) возникает ток iк , совпадающий по направлению с током вышедшего из работы диода VD VD6 6 (для интервала 1 и 3 на рис. 11.8) и противоположный для диода, вступающего в работу VD VD1. 1. Напряжение на реакторе uк делится точкой 0 пополам и кu/2 прибавляется к фазному напряжению ub6 вышедшего из работы диода VD VD6 6 b(6u + uк /2) и вычитается из фазного напряжения au1 вступающего в работу диода VD1 ( ua1 – uк /2). В резуль тате потенциалы анодов двух диодов выравниваются и они проводят ток dI одновременно, каждый примерно Id /2. Напряжение ud , прикладываемое к нагрузке, равно полусумме полу сумме мгновенных напряжений прямой и обратной звезд: uu ud = dd12+ . Диоды проводят ток на интервалеπ2/3 = 120 эл. град. 2 и имеют амплитуду dI /2 (это обеспечивает лучшее использование диодов и обмоток трансформатора). Одновременно ток проводят вторичные обмотки обеих звезд (это устраняет небаланс намагничивающих сил и поток вынужденного намагничивания). 39

Напряжение uк имеет треугольную форму и изменяется с тройной частотой по сравнению с частотой питающей сети. Так как реактор обладает индуктивным сопротивлениемk x= 3. 2π fLk, то ток i k отстает на 90 эл. град. и имеет форму форму,, близкую к сину синусоидальсоидальной. Этот ток невелик и в мощных выпрямителях не превышает 1—2 % от номинального тока dI ном. Он накладывается на ток нагрузки i d, и токи в фазах трансформатора1 iи i2 имеют соответствующую форму форму,, немного отличающуюся от прямоугольной. Если ток нагрузки I d будет мал [dI < (0,01—0,02) Id ном ] (критический ток), то контур тока ik не может существовать (так как один из диодов в контуре будет смещен в обратном направлении). В этом режиме схема с уравнительным реактором переходит в режим работы без УР УР.. Обратное напряжение, прикладываемое к диодам, равно амплитуде между междуфазного фазного напряжения (см. рис. 11.8, б). Среднее значение выпрямленного напряжения для схемы без УР π +6

33 ′d 0м== ∫ UE πππ

2

cosωω td t

Eм2 =

−6

3 2 π

E2 = 1, 35E2 ; (11.27)

для схемы с УР

Udd 0

ππ + 3363 uu dd 12 ==

∫∫

ππ 00

22

t ωω

33 == EE м2 22 ππ

Eм2

cos t + cos ωt − π d ωt = 3

36 2

=1,1 , 17E 2 ,

(11.28)

где Ем2, Е2 — соответственно амплитуда и эффективное значение фазного напряжения холостого хода вторичной обмотки трансформатора.

Средний ток диода I a = I d /6. Обратное максимальное напряжение диода

UE == 36 м2 bd max 40

E 2 =2, 09U

0

(11.29)

.

(11.30)

Эффективное значение тока вторичных обмоток 1 Id2 == 22 π

2 3π

∫

IIdd

2

ωt

0

23

= 0, 29I

d

.

(11.31)

Эффективное значение тока первичной обмотки Id1 ==

1

2 3π

∫

IIdd 2

2

ωt

6

= 0, 41I . d

π0 Расчетные мощности обмоток трансформатора Ud 0 SU == 33 I ⋅0, 41I dd= 1, 05 P , 11 1 1, 17 U d0 SU == 3 I 2 ⋅ 3 ⋅0, 29I dd = 1, 4P 8 . 22 2 1, 1 7 Расчетная мощность трансформатора SS 1, 0 5+ 1, 4 8 12+ SP 1, 2 6P . т == 22 dd=

Коэффициент использования расчетной мощности Pd 1 kp 0,8 0, 8. ==S 1, 2 6 =

(11.32)

(11.33) (11.34)

(11.35)

(11.36)

т

Коэффициент использования трансформатора в нулевой шестипульсовой схеме несколько выше, чем в трехпульсовой схеме, но все же относительно низок. Внешняя характеристика нулевой шестипульсовой схемы с УР (рис. 11.9) имеет пик холостого хода из-за режима работы без УР в диапазоне нагрузок меньше критического значения. Пик напряжения холостого хода крайне нежелателен. По- Рис. 11.9. Внешняя характеристика этому в такой схеме для устра- нулевого шестипульсового выпряминения «пика» применяют иску искусстеля с уравнительным реактором 41

ственный источник подмагничивания уравнительного реактора от специального источника тройной частоты тока — утроитель частоты (УЧ) (показан на рис. 11.8 штрихпунктирной линией) или же включают на выход выпрямителя небольшую балластную нагрузку.. грузку Мостовая шестипу шестипульсовая льсовая схема. Эта схема часто называется схемой Ларионова. Выпрямитель по данной схеме состоит из трехфазного двухобмоточного преобразовательного трансформатора, вторичные обмотки которого соединяются в звезду или треугольник, и двух групп диодов: анодной и катодной, каждая из которых имеет по три диода. Диоды анодной и катодной групп образуют трехфазный мост мост.. Положительным полюсом является общая точка катодной, а отрицательным полюсом — анодной групп диодов. В мостовой шестипульсовой схеме выпрямителя (рис. 11.10) ток i d одновременно проводят два диода: один в анодной группе, потенциал катода которого минимален, другой в катодной группе, потенциал анода которого максимален относительно нулевой точки вторичной обмотки трансформатора. На интервале между точками 1 и 2 (диаграмма 2u на рис. 11.10) ток проводят диоды VD VD6 6 и VD VD1, 1, на последующих интервалах: 2—3 VD VD1 1 и VD VD2; 2; 3—4 VD VD2 2 и VD VD3 3 и т.д. В резуль результате тате на выходе формиру формируется ется кривая выпрямленного напряжения ud, мгновенные значения которого равны на соответствующих интервалах линейным напряжениям ab u (интервал 1—2, показано стрелками), uac, ubc, uba и т.д. Кривая ud имеет шесть пульсаций за один период питающего напряжения. Ток диода имеет форму форму,, близкую к прямоугольной со средней высотой прямоугольника, равной I d , и длительностью 2π/3 = 120 эл. град. Обратное напряжение диодов формиру формируется ется линейными напряжениями. Токи в обмотках трансформатора имеют прямоугольную форму форму,, симметричную в положительный и отрицательный полупериоды. Среднее значение выпрямленного напряжения π +6

UE d

33 == ∫ πππ

cosωω td t м2л

2

E 2 л 1,35E 2 л , =

(11.37)

−6

где Ем2л, Е2л — соответственно амплитудное и эффективное значения вторичного линейного напряжения.

42

Рис. 11.10. Схема и временные диаграммы напряжений и токов мостовой шестипульсовой схемы

43

Ток диода I a = I d /3. Максимальное обратное напряжение

(11.38)

πU =1, 0 5U . (11.39) d 3 Эффективные значения тока первичных и вторичных обмоток UE == м2 bd max

II12 ==

3 π 122

π

∫I 0

2 t= ddω

0,8 8I2 I = 0, 3

d

.

(11.40)

Расчетная (типовая) мощность трансформатора SS 33 UI1л 1+ U 2 лI 2 Sт == 12+ = 22 UU 30 dd ⋅ ,82IIdd+ 30 ⋅ ,82 1, 3 5 1, 3 5 1, 0 5Pd . == 2 Коэффициент использования трансформатора

kp

Pd ==S

т

1 0,9 0, 95. 1, 0 5 =

(11.41)

(11.42)

В схеме эффективно используются диоды и трансформатор, в сердечниках отсутству отсутствует ет вынужденное подмагничивание. Качество выпрямленного напряжения в схеме высокое. Все это обеспечило широкое применение мостовых трехфазных выпрямителей. Указанные свойства схемы сохраняются и при других соединениях обмоток трехфазного трансформатора. Изменяются лишь формы и некоторые соотношения для токов трансформатора. При соединении вторичной обмотки в треугольник (рис. 11.11, а) сохраняют форму линейные токи, а токи в фазных обмотках формируются на каждом интервале в резуль результате тате распределения тока i d по двум параллельным ветвям (рис. 11.11, б). На каждом интервале ток проводят два диода — один в анодной, другой в катодной группах, а конкретно те диоды, к которым приложено абсолютное максимальное линейное напряжение. Например, на интервале между 44

а

б

в

Рис. 11.11. Схемы (а, б) и временные диаграммы напряжений и токов (в) мостовой шестипульсовой схемы при соединении обмоток трансформатора треугольником

45

точками 1—2 (см. рис. 11.11, в) максимальноabu, ток в анодной группе — VD VD6, 6, в катодной группе — VD VD1. 1. Переключение диодов происходит в моменты 1 и 2 на диаграмме2.u В такой схеме выпрямленное напряжение формиру формируется ется из участков абсолютного максимума линейных значений вторичного напряжения (см. рис. 11.11, в). Формирование тока в обмотках трансформатора, имеющего груп2 π t ≤ π. Линейный пу соединения «1», поясним для интервала ≤ ω 33 ток i 2 = I d распределяется обратно пропорционально сопротивлениям вторичных обмоток фазы a и последовательно включенных фазы b и фазы с. Соответственно при симметричных обмотках i 2a = 2 1 2 = I d и i2b = i 2c = I d. В фазе a на интервалах π≤ω t ≤ π ток i 2a = 3 3 3 1 = I d, так как на этих интервалах фаза a работает в последователь3 ном включении с фазами b и с. Таким образом, токи вторичной и первичной обмоток трансформатора имеют ступенчатую форму форму.. Эффективное значение тока фазы при этом равно:

Id2ф =+

ππ 222 1233 IIIddd

∫∫

π0

2 π

t 333 ωωω

ππ 33

d t+

∫

2

d t =

3

I d . (11.43)

Эффективное значение линейного тока остается таким же, как 2 , для варианта соединения вторичных обмоток звездой, II2= 3 d т.е. ток фазных обмоток, как и должно быть, в 3 меньше линейного тока. Фазное напряжение равно линейному линейному.. Двенадцатипульсовые Двенадцатипу льсовые схемы выпрямления. Такие схемы могут быть использованы для различных целей /17/: получения меньших пульсаций выпрямленного напряжения, снижения высших гармонических в кривой сетевого тока, создания агрегата на более высокие напряжения и ток. Двенадцатипульсовые схемы разделяются на эквивалентные и собственные. Эквивалентные схемы строятся на основе последовательного или параллельного соединения двух шестипульсовых схем выпрямления. Преобразовательные трансформаторы каждой схемы выполняются с различными группами соедине46

ния (например, Y/Y и Y/ ). Этим достигается сдвиг линейных на пряжений вторичных обмоток трансформаторов на 30 эл. град. и 6 соответствующий сдвиг кривых выпрямленного напряжения du1 и ud2 на 30 эл. град. Результирующее выпрямленное напряжение полу чается двенадцатипульсовым за счет суммирования двух шести пульсовых при последовательном соединении схем или за счет по лусуммы лу суммы двух шестипульсовых при параллельном соединении схем. Собственные двенадцатипульсовые схемы строятся на основе преобразовательного трансформатора с двумя вторичными обмот ками, одна из которых соединяется звездой, а вторая — треугольни ком. К каждой обмотке присоединяется мостовая выпрямительная схема. Выпрямительные мосты могут соединяться между собой по цепи выпрямленного тока параллельно или последовательно. Схе ма параллельного типа отличается тем, что требу требует ет очень точного соблюдения равенства сопротивлений обеих вторичных обмоток. Для этого применяется специальная поэтажная компоновка обмо ток на сердечниках магнитопровода, что усложняет изготовление трансформатора. Поэтому применение нашла схема последователь ного типа. Рассмотрим собственную двенадцатипульсовую двухмостовую схему последовательного типа (рис. 11.12) со схемой соединения первичных обмоток звездой, вторичных — звездой и треугольни ком с группой соединения 0,1. Для схемы соединения звездой ко эффициент трансформации тk3 = w1/w21, для схемы соединения тре угольником kwт

1

/ w 22 k т / 3 , поскольку число витков w22

w 21 / 3 . Соединение одной вторичной обмотки в звезду (группа соединения 0) и другой обмотки в треугольник (группа соединения 1) обуславливает обу славливает сдвиг по фазе коммутирующих напряжений двух вто

30 эл. град.(рис. 11.13). 6 Линейное напряжение вторичной обмотки (звезда) определяет выпрямленное напряжение u d1. Напряжение u22, являющееся фаз ным для обмотки, соединенной треугольником, формиру формирует ет кривую напряжения ud2 (на рис. 11.13 показано соответствующими стрел ками). Моменты переключения диодов отмечены точками 1—1, 2—1, 3–1 и т.д. для звезды, а точками 1—2, 2—2, 3—2 и т.д. — для тре

ричных обмоток на

47

а

б

Рис. 11.12. Двенадцатипульсовая схема выпрямления последовательного типа с преобразовательным трансформатором (первичная обмотка соединена звездой, вторичная — звездой или треугольником; группа соединения 0, 1) и векторные диаграммы напряжений

48

Рис. 11.13. Временные диаграммы напряжений и токов двенадцатипульсовой схемы выпрямления

49

угольника. Резуль Результирующее тирующее выпрямленное напряжение d uпредставляет сумму мгновенных значений напряжения на выходе обеих схем ud = ud1 + ud2. Это напряжение имеет двенадцать пульсаций за период. Разные напряжения вторичных обмоток принимаются такими, чтобы средние значения выпрямленных напряжений обоих мостов Ud1 и Ud2 были равными. Для этого необходимо выдерживать соотношение Е22 = Е21, где Е21, Е22 — эффективные значения фазных напряжений вторичных обмоток на холостом ходу ходу.. Выпрямители (V1, V2) в этой схеме работают самостоятельно. На каждом интервале ток di проводят четыре диода: два в схеме выпрямления V1 и два в схеме V2. Например, на интервале повторяемоt сти выпрямленного напряжения ππ контур тока нагрузки 63≤ ω ≤ замыкается через обмотки фаз1bи а1, диод VD VD1 1 катодной группы V1, Ld — Rd, диод VD VD12 12 анодной группы V2, параллельно включенные обмотки b2 и а2 — с2, диод VD VD11 11 катодной группы V2, диод VD VD6 6 анодной группы V1. Мгновенные значения токов вторичных обмоток равны: ai1 = i d, i b1 = –i d, i b1 = 0, ia2 = 1/3i d, ib2 = –2/3i d, i c2 = 1/3i d. При этом последовательность переключения диодов в каждой схеме сохраняется такой же, как в обычной мостовой шестипульсовой схеме с соответствующей группой соединения обмоток трансформатора. Формы токов в фазах вторичных обмоток, соединенных в звезду и треугольник, получаются различными (см. рис. 11.13). Ток первичной обмотки формиру формируется ется в соответствии с резуль результирующими тирующими ампервитками i1w1= i 21w21 + i 22w22. Так как при равенстве Ud1 = U d2 w22 = w = 3w21 ток первичной обмотки на любом интервалеii12=+ 1 21 w1 w22 ii22 3/ i 22 k т. При допущении идеального сглаживания += 21 + w 1

()

на рассматриваемом интервалеππ t 63≤≤ω

(см. рис. 11.13) 21 i = i а1 =

13 = I = I d, i22 = i а2 = I d/ 3. Тогда на этом интервалеiI1 =+ k т dd 3 Id формируется ется . На последующих интервалах кривая тока1 iформиру = 3k т

50

на этом же принципе. В резуль результате тате кривая1 iполучает ступенчатую форму форму,, незначительно отличающуюся от сину соидальной. Улучшение формы тока способствует повышению коэффициента мощности, снижению потерь от высших гармонических в питающей сети и в первичной обмотке преобразовательного трансформатора. Основные расчетные зависимости для каждой из выпрямительных схем остаются такими же, как для шестипульсовых схем выпрямления. Общие же расчетные соотношения имеют следующие значения. Среднее значение выпрямленного напряжения

= UE d

6 π

π 12

∫ π −12

3c м21 os − ππ + Е м22 cos coωω std t = 12 12

0,5 0, 502⋅⋅6 6 0,5 0, 502 6 2 + = 2, 35E 21 + 1, 35E 22. (11.44) EE 21 22 ππ При симметричных по среднему выпрямленному напряжению выпрямителях V1 и V2 (U d1 = Ud2) фазные напряжения принимают согласно соотношению (11.44). Тогда среднее значение выпрямленного напряжения, выраженное через фазное напряжение вторичной обмотки, соединенной в звезду звезду,, =−

2, 35 UE =+ d

1, 35 3E 21 = 4, 68E 21 .

21

(11.45)

Среднее значение тока диода I a = I d /3. Максимальное обратное напряжение диода

(11.46)

6 U = 0, 523U d . (11.47) 21 4, 4,6 68 Эффективное значение токов вторичных обмоток трансформатора: для звезды UE == 3 2 bd max

II21==

2 3

dd

0,8 0, 816I

;

(11.48) 51

для треугольника

2 (11.49) 0, 471 I . 3 dd Эффективное значение тока первичной обмотки трансформатора II22==

1

Id1 =

π

π 33

IIdd

11 =+ kт π ∗

π

t+ ωω

∫∫ 333 kk 0т

2

22

Δ

π 33

∫∫ 0

+ т

π 33

π

II dd kkт

d t+

2

Δ

+

∫ π

т

I2

Id

2

π

3 ++1 I dd dt

dt 33 ωωω

π 33

π

+

∫

2

d

kт

2 2

2

d ωt =

Δ

2

3 2 I 3

=

dt

π

=

1 1, 5 7 8I d . kт

(11.50)

∗

Использование трансформатора в двенадцатипульсовой схеме примерно такое же, как в мостовой шестипульсовой схеме. Некоторое повышение связано с лучшим использованием первичной обмотки вследствие более благоприятной формы тока. Сравнение схем трехфазных выпрямителей. В табл. 11.1 приведены сводные расчетные соотношения трехфазных выпрямителей, по которым можно сравнить трехпульсовую, шестипульсовую и двенадцатипульсовую схемы. Таблица 11.1 Показатели

Нулевая Двухмостовая Мостовая Нулевая шестипульсовая двенадцатипульшестипульсотрехпульcовая с уравнительсовая последовавая ным реактором тельного типа

12

52

3

4

5

Ubmax

2,09 Ud

2,09 Ud

1,45Ud

0,52Ud

Ia

I d/3

I d/6

I d/3

I d/3

ST

1,35Pd

1,26Pd

1,05Pd

1,028 Pd

Kp

0,74

0,8

0,95

0,97

Окончание табл. 11.1 12 λ1

120o

N2

36

Sу =

3I d

=

NI ab U

3 max

⋅2, 09U = d

= 2, 09P

d

1 2

6I d 6

3

4

5

120o

120o

120o

6

12

⋅2, 09U = d

= 2, 09P

d

6I d 3

⋅1, 4 5U = d

12I d 3

= 2, 09P

d

⋅0, 0,5 52Ud =

= 2, 09P

d

Интервал проводящего состояния диодов, эл. град. Число диодных плеч.

Преимущества выпрямителей с большим числом пульсаций выпрямленного напряжения: повышение качества выпрямленного напряжения, лучшее использование трансформатора. Установленная мощность полупроводниковых приборов Sу во всех схемах выпрямления одинакова. Среди шестипульсовых схем явное преимущество по степени использования трансформатора имеет мостовая схема.

11.4. Коммутация в выпрямителях Понятие о коммутации. Процесс перехода тока от одной ветви схемы к другой ветви, в резуль результате тате чего меняется конфигурация электрических цепей, называется коммутацией коммутацией.. Выпрямители рассмотрены выше без учета влияния на их работу анодной индуктивности L a. При этом допущении происходит мгновенное переключение тока. Учтем влияние анодной индуктивности на коммутацию в трехфазных выпрямителях. Во внекоммутационный период в трехфазных схемах проводят ток один диод в трехпульсовой схеме, два диода в шестипульсовых и четыре диода в двенадцатипульсовых схемах. Переключение диодов происходит поочередно в строго определенной последовательности. Наличие анодной индуктивности задерживает выключение диода, выходящего из цепи тока, и обу обусловсловливает появление интервала коммутации, который называется уг$ лом коммутации. Данный интервал обозначается γ и измеряется в электрических граду градусах. сах. На интервале коммутации одновременно проводят ток диоды, аноды или катоды которых объединены в общую точку точку,, а другие выводы связаны с разными фазами трансформатора. Это приводит к внутреннему между междуфазному фазному короткому за53

мыканию. Возникающий ток короткого замыкания i к вычитается из тока диода, выходящего из работы, и прибавляется к току вступающего в работу диода. Изменение токов диодов в процессе коммутации можно определить, пользу пользуясь ясь методом наложения. Уравнение коммутации. Рассмотрим процесс коммутации на примере мостовой шестипульсовой схемы при переключении тока с диода VD VD1 1 на диод VD VD3 3 (рис. 11.14). Процесс коммутации начинается в момент момент,, соответствующий точке 3. Коммутирующая ЭДСк e= = eb — ea = 32 Et2 sinω . Ток коммутации увеличивается от нуля и имеет косину косинусоидальную соидальную зависимость, так как замыкается в цепи с индуктивным сопротивлением, равным 2ωL a: itк

32 E 2 = 2 L ω a

()1c−

osω .

(11.51)

Токи диодов: iIVD1к =

i d−

iiVD3к ==

I =

32 E 2 d

− 2 L ω a

32 E2 2ωL a

()1c−

()1c−

osωt .

osωt .

(11.52)

(11.53)

Коммутация заканчивается при iIVD1к =

i d−

I =

6E2 d

−2 L ω a

()1c−

osγ .

(11.54)

Отсюда получим уравнение коммутации 1c osγ − =

2ILdaω 6E2

,

(11.55)

где Е2 — эффективное фазное напряжение вторичной обмотки на холостом ходу.. ходу

Угол коммутации

γ = arccos 1− 54

2ILdaω 6E 2

.

(11.56)

Рис. 11.14. Схема коммутации в трехфазном мостовом выпрямителе и временные диаграммы токов и напряжений

55

Для мостовой шестипульсовой схемы при соединении вторичной обмотки треугольником уравнение коммутации: 2IL 1c− osγ = daω , 32 E2

(11.57)

где Е2 — эффективное фазное напряжение вторичной обмотки, соединенной в треугольник.

Для нулевой шестипульсовой схемы уравнение коммутации аналогично уравнению (11.56), но в нем отсутству отсутствует ет множитель 2 перед I d, так как ток диода равен dI /2: 1c osγ − =

ILdaω 6E2

.

(11.58)

Угол коммутации γ во всех шестипульсовых схемах при равных токах Id одинаков. Это объясняется пропорциональным изменением анодной индуктивности соответствующей схемы. Для двенадцатипульсовой схемы уравнение коммутации имеет вид: 1c osγ − =

2ILdaω 6E21

,

(11.59)

где Е21 — эффективное фазное напряжение обмотки, соединенной звездой.

Влияние коммутации на работу выпрямителя. Процесс коммутации оказывает влияние на формы кривых выпрямленного напряжения ud и токов i1 и i2 в обмотках трансформатора. Это сказывается на среднем значении и на гармоническом составе выпрямленного напряжения, а также на гармоническом составе тока, потребляемого из сети. Следу Следует ет сразу же отметить, что по сравнению со случаем идеализированного выпрямителя с мгновенной коммутацией, при реальных процессах коммутации изменяются лишь амплитуды и фазы гармоник в кривых du и id. Порядок гармоник сохраняется. На интервале коммутации (см. рис. 11.14) диодов VD VD1 1 и VD VD3 3 потенциал точки «–» определяется фазой с благодаря наличию проводящего диода VD VD2. 2. Потенциал же точки «+» формиру формируется ется с участием напряжений двух фаз а и b в короткозамкнутом контуре, содержащем два проводящих диода VD VD1 1 и VD VD3. 3. В резуль результате тате потенциал 56

точки «+» определяется полу полусуммой суммой напряжений фаз, участвующих в коммутации: 0,5(ua + ub). На интервале угла коммутации γ происходит уменьшение выпрямленного напряжения. Это сказывается и на среднем значении выпрямленного напряжения: Ud = Ud0 – ΔUdγ, (11.60) где ΔUdγ — среднее значение коммутационного снижения напряжения.

Величину ΔUdγ находим усреднением коммутационных площадок за период повторяемости выпрямленного напряжения π/3:

33γ

2 3 6 (11.61) sin ωωd t = E2 ()1 − cos γ . 22 γ ππ 0 Выражение в скобках определим из уравнения коммутации (11.59). Тогда уравнение (11.60), являющееся внешней характеристикой выпрямителя, получит вид:

Δ= Utd

∫

− 0

UU = dd

3ILdaω

.

(11.62)

π

LL cs+ 1 ; L ,L ,L s2 — соответственно индуктивЗдесь LL as=+ 21 c s k т2 ности питающей сети, рассеяния первичной и вторичной обмоток трансформатора, тk — коэффициент трансформации. Для нулевой шестипульсовой схемы выпрямления

Δ= Ud

3ILdaω γ

4π

,

(11.63)

где La — приведенная к вторичной стороне суммарная индуктивность фазы, индуктивность трансформатора при этом вычисляется из опыта короткого замыкания, когда напряжение подводится к первичной стороне и замыкается только одна из вторичных звезд.

Для двенадцатипульсовой схемы последовательного типа

Δ= Ud

6ILdaω γ

,

(11.64)

π

где La — определяется с учетом работы вторичной обмотки, соединенной звез-

LL + дой; LLas=+ cs 2 1 kт

.

2

57

Индуктивность трансформатора, входящую во все выражения с учетом коммутации, практически определяют по напряжению короткого замыкания uк трансформатора при номинальном значении первичного тока I1ном uк Lx (11.65) ω тт== 2 Ik 1но 1н ом т

или xт

uU k

1 , 2 100 1но 1н ом т ⋅

= Ik

(11.66)

uк 100 ⋅ — относительное напряжение короткого замыкания трансфорU1 матора, выраженное в процентах.

где uk =

Коммутация выпрямителя обу обуславливает славливает формирование внешней характеристики с наклоном, пропорциональным току нагрузки I d и анодной индуктивности.

11.5. Управляемые выпрямители трехфазного тока Назначение и способы регу регулирования лирования выпрямленного напряжения. С помощью управляемых тиристорных или тиристорно-диодных выпрямителей решаются задачи плавного регулирования среднего значения выпрямленного напряжения за счет изменения угла управления α, задающего момент включения тиристоров относительно точки естественной коммутации. Управляемые выпрямители выполняют также функцию бесконтактного коммутационного аппарата, обеспечивающего отключение цепи нагрузки от сети в случае аварийного нарастания тока или при рабочем токе путем снятия импульсов управления с тиристоров. Указанные функции возможно реализовать выпрямителем, в выпрямительной схеме которого применяются тиристоры и диоды (например, в мостовой схеме в анодной группе — диоды, а в катодной — тиристоры). Трехфазный полностью управляемый выпрямитель, как и однофазный управляемый выпрямитель, является обращаемым преобразователем. Он может быть переведен в режим ведомого сетью инвертора для возврата в сеть энергии от потребителя (случай рекуперативного торможения). Такие выпрямители называются выпрями$ тельно$инверторными преобразователями. 58

Среднее значение выпрямленного напряжения в трехфазных выпрямителях может регулироваться не только способом фазового управления тиристорами выпрямительной схемы. Регулирование возможно (как и в однофазных выпрямителях) изменением коэффициента трансформации за счет переключения числа витков обмоток преобразовательного трансформатора, фазовым способом за счет включения тиристоров между трансформатором и диодной выпрямительной схемой, импульсным методом, включением дросселей насыщения. Наиболее перспективными являются полностью управляемые тиристорные выпрямители с фазовым регулированием, а также импульсные выпрямители. Рассмотрим эти виды управляемых выпрямителей, использу используя я в качестве примера мостовую шестипульсовую схему выпрямления. Мостовой тиристорно@диодный выпрямитель. В анодной группе мостового трехфазного выпрямителя включены диоды VD VD2, 2, VD VD4, 4, VD6, а в катодной — тиристоры VS VS1, 1, VS VS3, 3, VS VS5, 5, (рис. 11.15). Процессы в выпрямителе рассмотрим при допущении идеального сглаживания тока и учтем влияние анодной индуктивности. Начало коммутации тиристоров задерживается на угол α, диоды начинают переключение в момент естественного начала коммутации (точки 2, 4, 6, 8 на рис. 11.15). Интервалы коммутации для тиристоров γт и для диодов Dγ определяются отличающимися по своему значению коммутирующими ЭДС, поэтому могут отличаться на различное значение в зависимости от угла α. Выпрямленное напряжение ud имеет площадки снижения за счет угла a и коммутационные площадки за счет интервалов коммутации γт, и γD. В зависимости от a возможны режимы шестипульсового (γ 1, а при частотах pf1, fp2 возникает резонанс напряжения и на этих частотах может происходить усиле ние колебаний. При частотах f > 1f коэффициент k(n) > 1. Это рабо чая полоса частот филь фильтра. тра. аб

Рис. 11.53. Характеристики коэффициента сглаживания (частотные) одно звенного апериодического (а) и резонансноапериодического (б) сглаживаю щих фильтров

Рекомендуемые параметры однозвенного резонансноапериоди Рекомендуемые ческого сглаживающего филь фильтра тра приведены в табл. 11.6. Таблица 11.6 Условия применения сглаживающего фильтра

Параметры L d, мГ

С, мкФ

С 1, мкФ

Вновь строящиеся нестыковые подстанции

5,0

400

72—80

Стыковые подстанции

5,0

600+800

144

L 1, мГ 35,2—31,7 17,6

На рис. 11.52, г приведена также схема одного из вариантов сглажи вающего двухзвенного филь фильтра, тра, разработанного ВНИИЖТ и приме няемого на некоторых подстанциях с шестипульсовыми выпрямите лями, где проявляется несимметрия питающего напряжения. В филь Cш конту тре во втором звене реактор шунтирован резонанснымшL ром, образующим филь фильтрпробку трпробку для гармоники с частотой 200 Гц. 129

Глава 12. ИНВЕРТО ИНВЕРТОРЫ РЫ В ВЫПРЯМИТЕЛЬНО ИНВЕРТОРНЫХ ИНВЕРТ ОРНЫХ ПРЕОБР ПРЕОБРА АЗОВ ЗОВА АТЕЛЯХ 12.1. Назначение инверторов Инвертированием называется процесс преобразования постоян ного тока в переменный. Ведомые сетью инверторы осуществляют преобразование с передачей энергии от источника постоянного тока в сеть переменного тока заданной частоты, где эта энергия исполь зуется зу ется потребителями. Инвертирование применяется на электрифи цированных железных дорогах, а также на других видах электри ческого транспорта при рекуперативном торможении. В режиме ре куперативного торможения электрические двигатели электропод вижного состава переводятся в генераторный режим. Благодаря энергии движущейся массы поезда генераторы вырабатывают элек трическую энергию, которая через регулирующие и преобразующие устройства передается (возвращается) в тяговую сеть. При этом на валах двигателей, а следовательно, на колесных парах, реализу реализуется ется тормозной момент и вырабатывается электроэнергия, которая мо жет быть использована другими электровозами, или при отсутствии тяговых потребителей в данной зоне питания тяговой сети должна передаваться через преобразовательное оборудование тяговых под станций во внешнюю энергетическую систему (избыточная энер гия рекуперации). На участках железных дорог дорог,, электрифицированных на перемен ном токе, постоянный ток тяговых двигателей, переведенных в ге нераторный режим, с помощью инверторов преобразу преобразуется ется в одно фазный ток частотой 50 Гц на электроподвижном составе, и энер гия торможения возвращается в тяговую сеть в виде энергии одно фазного тока. На участках железных дорог постоянного тока и городском электрическом транспорте избыточная энергия рекупе рации постоянного тока преобразу преобразуется ется в энергию трехфазного тока с помощью трехфазных инверторов, устанавливаемых на тяговых подстанциях. На современном электроподвижном составе с бесколлекторны ми тяговыми двигателями (асинхронными, синхронными) трехфаз ного тока для преобразования тока и регулирования частоты исполь зуются электронные преобразователи частоты (см. гл. 14). Автоном 130

ные инверторы (см. гл. 13), входящие в состав преобразователя ча стоты, в режиме генераторного рекуперативного торможения пре образуют трехфазный ток двигателей в постоянный ток, энергия которого в системе постоянного тока поступает непосредственно в тяговую сеть, а на дорогах переменного тока предварительно пре образуется образу ется инвертором, ведомым сетью, в переменный ток часто той 50 Гц. Таким образом, в электротяговых системах находят применение ведомые сетью инверторы однофазного и трехфазного тока. Трех фазные инверторы применяются также в промышленном электро приводе. Ведомые инверторы выполняются по тем же схемам, что и уп равляемые выпрямители. Управление режимом работы инвертора должно быть таким, чтобы обеспечивалась коммутация тиристоров благодаря ЭДС сети. Необходимым условием работы инвертора яв ляется подключение к его входу источника постоянного тока, на пример генератора постоянного тока.

12.2. Однофазные и трехфазные инверторы Однофазные инверторы. В инверторах применяются нулевые и мостовые схемы (рис. 12.1). Силовая схема и схема управления тиристорами аналогичны схе мам однофазного мостового управляемого выпрямителя. В схеме выпрямления при увеличении угла управления α > π/2 выпрямлен ное напряжение Ud становится отрицательным. Если в этом режи ме в цепь нагрузки включить электрическую машину постоянного тока в генераторном режиме с ЭДС Е или другой источник ЭДС, то в цепи поддерживается токdi. При этом электрическая машина яв ляется источником энергии, а питающая сеть создает противоЭДС. На интервале 1—2 тиристоры VS VS2, 2, VS VS4 4 проводят ток. Напряжение и2 вторичной обмотки трансформатора Т (см. рис. 12.1, а) через них подается в цепь постоянного тока навстречу ЭДС Е генерато генератора. ра. Так как мгновенные значения и2 < Е, то ток id, a следовательно следовательно,,2ивозрас тает.. Скорость нарастания ограничивается индуктивностью реакто тает ра Ld. В момент момент,, обозначенный точкой 2, и2 = Е и на интервале 2—3 и2 > Е, что приводит к уменьшению токов di и и2 (см. рис. 12.1, б). В момент 3 на тиристоры VS VS1, 1, VS VS3 3 подаются импульсы управле ния со сдвигом относительно точки 1 на угол α. Эти тиристоры пе 131

а

б

Рис. 12.1. Схема (а) и временные диаграммы напряжений и токов (б) одно фазного ведомого сетью инвертора

132

реходят в открытое состояние, так как к их анодам приложен со сто роны питающей сети положительный потенциал относительно ка тода. Ток нагрузки переключается на тиристоры VS VS1, 1, VS VS3, 3, а тирис торы VS VS2, 2, VS VS4 4 обесточиваются и запираются обратным напряжени ем от питающей сети. Происходит естественная (сетевая) коммута ция тиристоров. Этим и обу обусловлен словлен термин «ведомый сетью». При допущении La = 0 (индуктивность питающей сети не учитывается) переключение характеризу характеризуется ется мгновенной коммутацией. На интервале 3—4 противоЭДС 2 ии ЭДС Е совпадают по на правлению, и ток id быстро нарастает нарастает.. В точке 42именяет знак, но ток i d сохраняет направление. Затем на интервале 5—6 и пре 2 вновь вышает Е и ток di уменьшается. Далее процессы повторяются, в об мотках трансформатора формируются токи2ии i 1, близкие к пря моугольной форме. Основная гармоническая составляющая первич ного тока i1(1) оказывается сдвинутой относительно кривой питаю щего напряжения и1 на угол ϕ(1) > π/2. Мгновенная мощность первичной обмотки s1 = и1i 1 на большей части периода отрицательна. Следовательно, среднее значение этой мощности отрицательно. В контуре постоянного тока средняя мощ ность также отрицательна. Таким образом, в рассмотренном режи ме работы управляемого выпрямителя происходит передача энер гии из цепи постоянного тока в цепь переменного тока (инвертиро вание). Управляемый выпрямитель оказывается переведенным в режим инвертора, ведомого сетью. Теоретически в режиме инвер тирования π/2 < α ≤ π. Реально при работе инвертора α < π, что необходимо по условию запирания выходящих из работы тиристо ров под действием обратного напряжения, определяемого кривой 2. и Некоторый «запас» в угловом измерении называется углом опере жения включения тиристоров β = π — α. (12.1) Если очередной тиристор включается при α = π, то условия для запирания тиристоров, выходящих из работы, не выполняются (об ратное напряжение равно нулю, не закончились процессы реком бинации), и эти тиристоры остаются в включенном состоянии к моменту перехода 2и через нуль. Вследствие этого создается цепь короткого замыкания через эти тиристоры, в которой действуют последовательно включенные источники ЭДС Е и ЭДС питающей сети. Ток быстро нарастает до аварийного значения. Такое явле 133

ние называют срывом инвертирования или опрокидыванием инвер тора. Для перевода управляемого выпрямителя в режим ведомого се тью инвертора необходимо увеличить угол управления α до значе ния, при котором udα < 0; переключить электрическую машину по стоянного тока в генераторный режим (или включить другой ис точник постоянного тока) и согласовать полярность включения, обеспечив направление ЭДС Е согласно с направлением тока i d, ог раничить угол управления α ≤ π — β, где угол β может быть принят равным 5—7 эл. град., а с учетом угла коммутации γ должен быть не меньше 10—15 эл. град. Трехфазные инверторы. Схема инвертора (рис. 12.2) такая же, как и для управляемого выпрямителя. Рассмотрим работу схемы в ин верторном режиме при общепринятых упрощающих допущениях. В качестве источника энергии постоянного тока можно рассматри вать тяговые двигатели электровоза, находящегося в зоне питания тяговой сети. Двигатели переведены в генераторный режим и рабо тают с ЭДС Е. Схема инвертора подключена к контактной сети анод ной точкой, а к рельсовой сети — катодной. Угол управления ин вертора α = 5π/6 = 150 эл. град. Ток цепи переменного тока i d иде ально сглажен и равен dI. Электромагнитные процессы в трехфазном мостовом инверторе подобны процессам в рассмотренном однофазном инверторе. Связь между углами α и β сохраняется, β = π — α. При α > 90 эл. град. напряжение ud формиру формируется ется участками линейных напряжений от рицательной полярности. Напряжение du отрицательно и выполня ет функцию противоЭДС инвертора. Принцип построения кривой ud тот же, что и для схемы выпрямителя. Кривые токов тиристоров при мгновенной коммутации (La= 0) форму.. и идеальном сглаживанииdi (L d → ∞) имеют прямоугольную форму Основная гармоническая составляющая тока сети переменного тока на угол ϕ(1) = α. На большей i 1(1) отстает от кривой напряжения u 1 части периода мгновенная мощность в каждой фазе отрицательна, что соответству соответствует ет передаче энергии от электровоза в первичную сеть переменного тока. При работе инвертора должно соблюдаться также условие опе режения включения очередного тиристора на угол β ≥ 10—15 эл. град. град.,, 134

Рис. 12.2. Схема и временные диаграммы напряжений и токов трехфазного ведомого сетью инвертора

135

для обеспечения устойчивого выключения тиристора, выходящего из проводящего состояния. Кривая напряжения на плече схемы VS u инвертора формиру формируется ется положительными участками линейных напряжений. Лишь на ин тервале, измеряемом углом β, это напряжение приложено к тирис торам в обратном направлении.

12.3. Коммутация токов в схемах инверторов Уравнение коммутации. В реальных условиях анодная индуктив ность имеет конечное значение, отличное от нуля,aL≠ 0, что влия ет на процесс коммутации ведомых сетью инверторов. Процесс ком мутации происходит на интервале коммутации, называемом углом коммутации γ. Уравнение электрических цепей на интервале коммутации и урав нения коммутации инверторов такие же, как и для управляемых выпрямителей [см. выражение (11.74)]. Если в этом выражении вме сто угла α согласно выражению (12.1) подставить π — β, то уравне ние коммутации для однофазного инвертора можно записать в сле дующем виде: cos()πβ −−

cos( πβ − + )γ =

2ILdaω 2E2

или cos()βγ −−

cosβ =

2ILdaω 2E2

.

(12.2)

Для трехфазных мостовых инверторов уравнение коммутации имеет вид: cos()βγ −−

cosβ =

2ILdaω 6E2

,

(12.3)

где Е2 — эффективное значение фазного напряжения холостого хода.

Влияние коммутации на формы кривых напряжений и токов и на управление инвертором. На интервале, измеряемом углом коммута ции γ, напряжение ud в однофазном инверторе (рис. 12.3, а) равно нулю, так как все тиристоры одновременно проводят ток. По уров ням потенциалов схема оказывается стянутой в одну точку точку.. Благо 136

аб

Рис. 12.3. Временные диаграммы напряжений и токов однофазного (а) и трехфазного (б) инверторов при коммутации с углом γ ≠ 0

137

даря нулевой коммутационной площадке среднее значение напря жения Ud увеличивается на величину Δ= UE d

γ

1γ

∫

2s 2 in()ωα t+

d ωt =

2E2

ππ 0 Заменив угол α на π – β, получим

Δ= Ud

cosα− cos() α− γ .(12.4)

2E2

(12.5) cos()βγ− − cosβ . π С учетом уравнения коммутации (12.2) падение напряжения на коммутацию γ

2ILdaω

Δ= Ud

γ

.

(12.6)

π Аналогичная зависимость и для трехфазного инвертора (рис. 12.3, б):

EE 3 γ 66 22 sin ()ωα+ d ωt = ∫ []cos α− cos(α+ γ) . (12.7) γ ππ 22 0 С учетом соотношения α = π — β и уравнения коммутации (12.3) это выражение принимает вид:

Δ= Utd

Δ= Ud

3ILdaω γ

.

(12.8)

π Интервал коммутации γ при заданном угле управления α умень шает интервал, в течение которого к тиристору тиристору,, выходящему из со стояния высокой проводимости, прикладывается обратное напря жение, необходимое для восстановления его запирающих свойств. Этот оставшийся интервал приложения к тиристору обратного на пряжения обозначен углом δ, называемым послекоммутационным углом инвертора. Для обеспечения гарантированного выключения тиристоров до момента приложения к ним прямого напряжения послекоммутационный угол не должен быть меньше некоторого минимального значения δmin, определяемого временем выключения tq тиристоров. При tq = 500 мкс и ω = 314 –с1 угол δmin = ω tq = 314× ×0,5·10–3 = 0,157 рад = 9 эл. град. С учетом запаса угол δ min прини мается не менее 10—15 эл. град.

138

Коммутация с углом γ оказывает влияние на форму тока инвер тора. Ток внутреннего короткого замыкания кi изменяется с теми же закономерностями, что и в управляемых выпрямителях [см. вы ражение (11.71)]: osαα− cos( + ωt) ; для однофазного инвертора iI = 2c

кк

Iк

E2 = L ωa

(12.9)

;

для трехфазного инвертора Iк

3E 2

. =2 L ω a После подстановки в уравнение (12.9) соотношения α = π – β оно получит вид: iI = 2c

os( ωβt −

) − cosβ

.

(12.10) В этом уравнении отсчет ωt ведется от начала коммутации тири сторов. На интервале угла коммутации γ токи тиристоров с учетом ком мутации следующие: i VS = i к — для вступающего в работу тиристора; i VS = I d — iк — для выходящего из работы тиристора; i VS = I d — на внекоммутационном интервале. Токи в обмотках трансформатора определяются токами соответ ствующих тиристоров. Характерные искажения на интервале ком мутации получает кривая напряжения вторичной обмотки трансфор матора и2. Для однофазного инвертора на этом интервале образует ся нулевая площадка. В трехфазных инверторах на интервале ком мутации уровень напряжения короткозамкнутых фаз относительно нулевой точки трансформатора определяется полу полусуммой суммой их фаз ных напряжений. Это отражается на форме фазных напряжений иа, b, с, а также на форме напряжений, прикладываемых к тиристо рам. Коммутационные площадки отражаются также на форме напря жения на зажимах первичной обмотки. Так как питающая сеть об кк

139

ладает некоторой индуктивностью Lc, которая входит в состав aL, то искажения кривой напряжения распределяются прямо пропор ционально значениям Lc и Lт в общей анодной индуктивности La = = L c + L т. Если Lc = 0, то напряжение и1 не имеет искажений.

12.4. Характеристики и энергетические показатели инверторов Регулировочная характеристика. Среднее значение напряжения Регулировочная d u инвертора без учета влияния угла γ для однофазного инвертора

1

UE Δ= dβ

πα ++

∫∫

ππαα

πα 22 EE 22

2s 2 inωω td t = 22 EE 22cos = ()πβ− ππ

2

− cosωt =

22 =−

π

cosβ;

cosα= (12.11)

для трехфазного инвертора UE Δ= dβ

3

/3 + πα

∫ ππ

6s 2 inωω td t =

36 EE 36 22 cosα = −

α

π

cosβ. (12.12)

Зависимости (12.11) и (12.12) представляют собой регулировоч ные характеристики однофазного и трехфазного выпрямительно инверторных преобразователей. Обобщенная регулировочная ха рактеристика (рис. 12.4) отражает регулировочные свойства одно фазных и трехфазных управляемых выпрямителей и ведомых се тью инверторов. При изменении угла управления от 0 до π/2 преобразователь ра ботает как выпрямитель, а при изменении α от π/2 до π — δ min — как инвертор, ведомый сетью. Входная (внешняя) характеристика. С учетом коммутационных падений напряжения [выражения (12.6) и (12.8)] среднее значение напряжения инвертора и напряжения холостого хода инвертора [вы ражения (12.11) и (12.12)]

UU =− dd βγ

cosβ − ΔU d .

0

(12.13)

Зависимость напряжения Udβ, подводимого от источника посто янного тока с ЭДС Е от тока инвертора dI, называется входной (внеш 140

Рис. 12.4. Обобщенная регулировочная характеристика выпрямительно инверторного преобразователя

ней) характеристикой инвертора. Эти характеристики при β = const типичны для инвертора. Уравнение входной характеристики инвертора отличается от уравнения внешней характеристики выпрямителя параметром уп равления β и знаком ΔU dγ. Коммутационное падение напряжения приводит к тому тому,, что при увеличении тока dI происходит повыше ние ЭДС Е и напряжения Udβ. Напряжение Udβ противоположно напряжению Ud выпрямителя, что отражается знаком «–» перед вы ражением. Графическое изображение входных характеристик представля ет семейство параллельных прямых для фиксированных значений угла β (рис. 12.5). Ограничительная характеристика. Повышение тока d, Iкак извес тно, сопровождается увеличением угла коммутации γ. По этой при чине перемещение рабочей точки вправо на входной характеристи ке при заданном β = const приводит к уменьшению послекоммута ционного угла δ. При достижении некоторого тока dI max угол δ ста новится равным минимально допу допустимому стимому значению δ = min δ . При дальнейшем увеличении тока dI может произойти опрокидывание инвертора. Следовательно, с уменьшением угла β предел увеличе 141

Рис. 12.5. Обобщенные внешние характеристики выпрямительноинвертор ного преобразователя

δ + γ ния I d наступает при меньшем его значении. Прямая δ =min называется ограничительной характеристикой инвертора. Для обеспечения работы инвертора по ограничительным характерис тикам устройствами автоматики задается необходимый угол опере жения δ = δmin + γ в зависимости от значения тока dI. Такие вне шние характеристики называются искусственными. В зависимости от закономерности автоматического задания угла β можно получить любой наклон внешней характеристики инвертора. Графически ограничительная характеристика при β = const изоб ражается прямой, имеющей наклон, противоположный наклону внешних характеристик выпрямителя. Коэффициент мощности. Аналогично выпрямительному режиму коэффициент мощности при инвертировании

P kkми== 1 S1

cosϕ . ()1

1

(12.14)

Угол сдвига ϕ(1) основной гармонической составляющей тока1(1) i относительно напряжения u1 ϕ≈ ()1

142

πβ − + ( γ / 2) .

(12.15)

Значение cosϕ(1) для инвертора получается отрицательным, как и его активная мощность. Это подчеркивает то, что инвертор по от ношению к сети является источником энергии. Поскольку коэф фициент мощности принято считать положительным, то cos(1) ϕ для инвертора, ведомого сетью, определяют по абсолютной величине: (12.16) cosϕ= cos( βγ− / 2) . 1 Из выражения (12.16) следу следует ет,, что для повышения коэффициен та мощности необходимо обеспечивать регулирование минималь ного угла опережения β. При этом исходя из условия предоставле ния минимально необходимого времени восстановления тиристо ров и возможного максимального угла коммутации следу следует ет прини мать: =+ min βδ min

cosϕ= ()1

γmax ;

cos δγ min +

(

max

(12.17) /2 .

)

(12.18)

Выражение для определения коэффициента мощности инверто ра, ведомого сетью, имеет следующий вид: I 1(1 γmax kмm=+ 1(1)) cos δ in . (12.19) I1 2 Коэффициент искажения тока kи1 = I 1(1) /I 1 для инверторов име ет такое же значение, как и для управляемых выпрямителей. На пример, при мгновенной коммутации (γ = 0) для однофазных ин верторов kи1 = 0,9, а для трехфазных инверторови1k = 0,955. Если принять δmin = 15 эл. град., γ = 20 эл. град., то для однофазного ин вертора коэффициент мощности мk = 0,815, для трехфазного ин вертора kм = 0,86. На электровозах однофазного переменного тока при рекуперации коэффициент мощности еще ниже, мk = 0,7—0,75. Поэтому необходимы меры по снижению реактивной составляю щей мощности при рекуперации энергии в тяговую сеть.

12.5. Аварийные режимы в инверторах Причины и виды аварийных режимов инверторов. Причиной ава рийных режимов могут быть нарушения в системе управления (про пуск пу ск одного или всех сигналов управления тиристорами), кратков ременное снижение напряжения сети переменного тока (увеличе 143

ние тока и угла коммутации γ), пробой одного из тиристоров ин верторного моста, сбои в системе автоматического поддержания ми нимального послекоммутационного угла (угла запаса)min δ . В резуль тате этих нарушений в работе происходит опрокидывание инверто ра. При опрокидывании (рис. 12.6, а) тиристор VS VS4 4 (см. рис. 12.2) не включается (коммутация VS VS6 6 не произошла) и продолжает про водить ток, работая последовательно с тиристором VS VS5 5. После пе рехода кривой противоЭДС сети в положительный полупериод в цепи инвертирования начинают действовать согласно ЭДС генера тора Е и напряжения сети ас u . Это приводит к быстрому нараста нию аварийного тока опрокидывания, превышающего ток корот кого замыкания выпрямителя. Если включается тиристор в плече, противоположном работаю щему в данный отрезок времени (например, включение VS VS1 1 при ра ботающем VS VS4, 4, см. рис. 12.2, а), то ЭДС генератора Е оказывается замкнутой через два последовательно соединенных проводящих ти ристора (см. рис. 12.6, б). Такой аварийный режим носит название прорыва инвертора. При прорыве ток в обмотках трансформатора снижается до нуля по мере израсходования энергии, запасенной в его индуктивных элементах. Аварийный ток определяется ЭДС ге нератора Е. Другие виды аварийных режимов при нарушениях в цепи посто янного тока или в цепях переменного тока аналогичны ранее рас смотренным аварийным режимам в выпрямителях или указанных выше инверторах. а

б

Рис. 12.6. Схема замещения при опрокидывании (а) и прорыве (б) инвертора

144

Аварийные токи инверторов. При опрокидывании (см. рис. 12.6, а) можно предположить, что каждая ЭДС действу действует ет в цепи независи мо. Аварийный ток состоит из периодической составляющей i ′, со здаваемой ЭДС сети, и апериодической составляющей i ′′′′,, источни ком которой служит ЭДС генератора. Периодическая составляющая из условия включения цепи на сину синусоидальное соидальное напряжение

it′ =+ здесь

6E2 Z

− cos βω ϕ − ππ 22

ZL=+ ω 22ad L

− cos β + ϕ − 2

()

2LL ad+

= 2RR τω ad+

+ R +R a d

(

exp −

t

;(12.20)

τ

)

2

;

; ϕ = arctg( τ).

Из выражения (12.20) видно, что составляющая i ′ состоит из си нусоидальной ну соидальной периодической и апериодической с постоянной за тухания τ составляющих. Апериодическая составляющая тока оп рокидывания от ЭДС генератора определяется по выражению

iI′ =

Et 2RR+ ad

1e− xp −

+ ττ

d

exp −

t

,

(12.21)

где Id — ток инвертора в момент опрокидывания.

Результирующий ток при опрокидывании: 0i = i ′ + i ′′′′.. Результирующий Ток в аварийном контуре при прорыве инвертора (см. рис. 12.6, б) нарастает от своего предаварийного значения d (Iрис. 12.7) под дей ствием ЭДС генератора по экспоненциальному закону:

iIп =

Et + 1e− xp − Rd ττ

d

t exp −

,

(12.22)

где τ — Ld /R d.

Для одного и того же преобразователя установившееся значение токов I 0 и Iп характеризу характеризуется ется тем, чтопI > I 0. Аварийные режимы инвертора являются наиболее тяжелыми и могут вызвать повреждение электрической аппаратуры. Исследования возможных аварийных токов показали, что в ин верторах средней и большой мощности они могут достигать 15— 40 кратного значения номинальных значений тока. 145

Рис. 12.7. Кривые нарастания аварийных токов при опрокидывании и прорыве инвертора

Условие самоликвидации опрокидывания инвертора. Включением в цепь инвертора реактора со значительной индуктивностью можно достичь самоликвидации опрокидывания и нормальной работы ин вертора. Реактор, введенный в цепь постоянного тока инвертора, ог раничивает скорость нарастания тока после опрокидывания. Опро кидывание самоликвидиру самоликвидируется ется в том случае, когда нарастание тока ог раничено настолько, что во время очередной коммутации ток в тирис торе успеет уменьшиться до нуля благодаря току короткого замыкания коммутации. При этом после спада тока в аварийном тиристоре до нуля к нему должно быть приложено обратное напряжение на интервале, достаточном для восстановления управляющей способности. Для обеспечения такого режима инвертора мощностью 2500 кВт требуется требу ется значительная индуктивность реактора (до 100 мГ мГн), н), что технически трудно реализу реализуется. ется.

12.6. Применение инверторов на тяговых подстанциях и на электроподвижном составе при рекуперативном торможении Применение инверторов на тяговых подстанциях . Теоретические работы были начаты М.А. Чернышевым. Под его руководством со 146

зданы первые инверторные агрегаты, которые были применены на Свердловской железной дороге в 1952—1953 гг гг.. Первые агрегаты были выполнены на ртутных приборах. Использовалась нулевая схе ма — две обратные звезды с уравнительным реактором. Ртутные при боры не обеспечивали устойчивой и надежной работы. Переход на полупроводниковые приборы позволил создать инверторные агре гаты, отвечающие требованиям надежной работы. Тиристорные ин верторы выполняются по трехфазной мостовой схеме. Тиристорные инверторы для тяговых подстанций в 70 е гг гг.. создавались под руко водством С.Д. Соколова. На тяговой подстанции инвертор подключается к общим шинам параллельно с выпрямительными агрегатами (рис. 12.8). Угол опережения β инвертора устанавливается таким, при кото ром напряжения холостого хода выпрямителя dU 0 и инвертора Ud0β равны

36 EE 2в ππ =

36

2и cos

β.

(12.23)

Рис. 12.8. Схема параллельного включения выпрямителя и инвертора

147

Из соотношения (12.23) следу следует ет

EE = 2и

1 , 2в cos β

(12.24)

где Е2и, Е2в — эффективные значения фазных напряжений холостого хода со ответственно инвертора и выпрямителя.

Неравенство вторичных напряжений выпрямителя и инвертора вызывает при параллельной работе протекание пульсирующего цир куляционного уравнительного тока под действием разности мгно венных значений электродвижущих сил выпрямителяduв и инвер тора udи (рис. 12.9). При положительном значении разности u dв – u dи ток циркуля нарастает,, а при отрицательной спадает спадает.. Скорость нараста ции i с нарастает ния тока dic/dωt ограничивается суммарной индуктивностью кон тура циркуляционного тока: L c = L и + 2L тв +2L ти ,

(12.25)

где Lи , L тв, L ти — соответственно индуктивности инверторного реактора, об моток выпрямительного и инверторного трансформаторов.

Рис. 12.9. Кривые циркуляционного тока, протекающего между выпрямителем и инвертором

148

Среднее значение тока cI зависит от индуктивности Lc. Так как индуктивности трансформаторов невелики, то для ограничения цир куляционного тока включается специальный реактор инвертора. Так как напряжение холостого хода инвертора должно быть не ниже напряжения холостого хода выпрямителя, то число витков вто ричной обмотки преобразовательного трансформатора инвертора принимается на 20—25 % больше, чем для выпрямительного транс форматора. Вместо этого может использоваться специальный воль тодобавочный трансформатор. В резуль результате тате рационального управления инвертором с помощью быстродействующих регуляторов возможно значительное снижение уравнительных токов снятием сигналов управления с инвертора в режи ме потребления тока dIв (см. рис. 12.8) или увеличением значенияdV 0β. Ток выпрямителей направлен от положительной шины в кон тактную сеть, а ток инвертора наоборот — из контактной сети к положительной шине. Поэтому внешние характеристики выпря мителя и инвертора лучше строить в первом и втором квадрантах (рис. 12.10). При холостом ходе выпрямителя напряжение на шинах подстан ции Ud0 > Udном = 3300 В на величину коммутационной потери на пряжения Udγ. Переход подстанции в режим приема избыточной

Рис. 12.10. Внешние характеристики выпрямителя и инвертора

149

энергии рекуперации сопровождается увеличением напряжения хо допустимого стимого лостого хода до U d0β, которое не должно превышать допу максимального значения (3800 В). При достижении этого напряже ния подается на инвертор сигнал управления с регулированием по стоянства угла δ ≥ min δ . При увеличении тока рекуперации dI и на пряжение на шинах подстанции уменьшается и при номинальном токе инвертора Idи ном достигает Ud ном ≥ Ud0. В этом случае обеспе чено наименьшее значение циркуляционного тока. Схемы инверторов, применяемых на тяговых подстанциях. Для при ема избыточной энергии при рекуперативном торможении элект роподвижного состава в системе электроснабжения применяют ше стипульсовые нулевую и мостовую схемы, а также двенадцатипуль совую двухмостовую схему последовательного типа. На начальном этапе применения инвертирования на тяговых подстанциях приме нялись ртутные выпрямительноинверторные агрегаты, которые использовались в выпрямительном и инверторном режимах. Для перевода из выпрямительного в инверторный режим и обратно ис пользовались контактные аппараты для переключения числа вит ков вторичной обмотки и быстродействующие выключатели для изменения полярности присоединения к сборным шинам постоян ного тока (рис. 12.11). В выпрямительном режиме замкнуты контакты 1 и 3, а в инвер торном — 2 и 4. Недостатком такой схемы является низкая надеж

Рис. 12.11. Схема ртутного выпрямительноинверторного преобразователя с контактными переключающими аппаратами

150

ность коммутационной аппаратуры. Такую схему не стали приме нять при переходе к тиристорным выпрямительноинверторным преобразователям (ВИП). Было применено тиристорное переклю чение числа витков вторичной обмотки, например, тиристорный выпрямительноинверторный преобразователь ВИПЭ 1, выполнен ный по трехфазной нулевой схеме (рис. 12.12). Переключение чис ла витков вторичной обмотки трансформатора при смене режимов осуществляется тиристорами. Для этого в каждом плече схемы име ются три группы тиристоров: общая VS VS1– 1–VS VS6, 6, выпрямительная 1 и инверторная 2. Общее число тиристоров в преобразователе 900. В режиме выпрямления включены тиристоры общей и выпрями тельной, а в режиме инвертирования — общей и инверторной групп.

Рис. 12.12. Схема преобразователя ВИПЭ 1: Т — преобразовательный трансформатор типа ТДРУ 20000/10И; VS VS1— 1—VS VS6 6 — тиристоры ТЛ ТЛ150 150 8 (а = 6, s = 6) общей группы; 1 — тиристоры ТЛ ТЛ150 150 8 (а = 6, s = 6) инверторной группы; Lн — дроссели насыщения ограничения скорости нарастания тока тиристоров; 4—7 — быстродействующие выключатели; 3 — РБФА АУ реакторы помехозащитные РОСВ 2000;и L— реактор инверторный РБФ 6500/3250; FU FU1 1 — разрядник анодного типа РВК 3; FU FU2 2 — разрядник цепи по стоянного тока РВВК 3

151

Переключение на шины постоянного тока осуществляется быстро действующими выключателями 4—7. Переключение режимов про исходит по сигналам датчиков напряжения постоянного тока и дат чиков тока вторичной обмотки трансформатора. Преобразователь ВИПЭ 1 — внутренней установки с принуди тельным охлаждением. Этот преобразователь имеет ряд недостат ков, связанных с применением нулевой схемы и многоэлементнос тью тиристорной схемы. Вместо ВИПЭ 1 был разработан выпрямительноинверторный преобразователь ВИПЭ 2У 2УЗ З по трехфазной мостовой схеме (рис. 12.13), который имеет отдельные мостовые схемы выпрямите

Рис. 12.13. Схема преобразователя ВИПЭ 2: Т — преобразовательный трансформатор типа ТДП 12500/10Ж; UV UV1 1 ( VD VD1— 1— VD6) — шкаф диодов ВЛ ВЛ2 2 200 8 (а = 10, s = 9); UV UV2 2 (VТ VТ1— 1—VТ VТ6) 6) — шкафы тири тирисс торов ТД320В12 (а = 6, s = 10); L1 — помехозащитный реактор РООВ 2000; L2 — реактор инверторный сглаживающий РБФ РБФАУ АУ 6500/3250; QF QF1 1 — выклю чатель на напряжение 10 кВ; QF QF2 2 — быстродействующие выключатели АБ 2/4; QF3 — быстродействующий выключатель; QS QS1, 1, QS QS2 2 — разъединители; FU FU1 1— разрядник напряжением 10 кВ; FU 2, FU FU3 3 — разрядники РВК 3,3; RC — шкаф RC цепей с предохранителями; ШУ — шкаф управления; ДН — датчик напря жения; ДПР — датчик переключения; ТН — трансформатор напряжения; ТТ — трансформатор тока

152

ля на диодах ВЛ ВЛ2 2 200 8 (всего 540) и схемы инвертора на тиристо рах ТД 320 12 (всего 360). Каждый из мостов подключается к соот ветствующим выводам вторичной обмотки трансформатора с от пайками. Это исключает необходимость переключений при смене режимов. При смене режимов могут переключаться только быстро действующие выключатели. Схема автоматического регулирования (САР) преобразователя позволяет осуществлять компа компаундирование ундирование инвертора, обеспечивая получение заданных внешних характеристик. Дальнейшим развитием инверторов для тяговых подстанций яви лось использование полностью управляемых выпрямителей по двух мостовой двенадцатипульсовой схеме последовательного типа, на пример, выпрямительноинверторного преобразователя, собранного на основе тиристорной секции (СТП) и серийного выпрямителя ТПЕД 315 3,3 (рис. 12.14). Тиристорная секция представляет собой

Рис. 12.14. Схема выпрямительноинверторного преобразователя на основе унифицированных тиристорных секций СТП: Т — преобразовательный трансформатор ТР ТРДП ДП 20000/10ИУ1; QF QF1 1 — выклю чатель ВКЭ 10 20 1000 УЗ; ТТ — трансформаторы тока ТЛМ 10 1У З, 800/5; UV1 — выпрямитель ТПЕД 3150 3,3к У1; UV2 — инвертор ИПТП 2,4к4к3/ — реактор сглаживающий РВФ РВФАУ АУ ; 12 УЗ; FU FU1, 1, FU FU2 2 — разрядники РВКУ 1,65;н L QF 2, QF 3 — быстродействующие выключатели ВАБ 43; QS QS1, 1, QS QS2 2 — разъеди нители

153

Рис. 12.15. Схема выпрямительноинверторного преобразователя ВПТЕ 3,32к 4,0к12 УЗ для тяговых подстанций с одинарной трансформацией: Т — преобразовательный трансформатор ТР ТРДНГ ДНГ 20000/1,3 1,3/10,5 кВ; QF QF1 1— выключатель ВМТ 110; QS QS1 1 — разъединитель РЛНЗ 110; UV UV1— 1—UV UV6 6 — тирис торные шкафы инвертора; UV UV4— 4—UV UV9 9 — тиристорные шкафы регулиру регулируемой емой части управляемого выпрямителя; UV UV10— 10—UV UV12 12 — тиристорные шкафы нере

154

гулируемой части управляемого выпрямителя; QS QS1, 1, QS QS2 2 — разъединители РВВЗ.1 РВВЗ. 1 10/4000 МУЗ; QF QF2, 2, QF QF3 3 — быстродействующие выключатели ВАБ 49 4000/30к УХЛ УХЛ4; 4; L1, L2 — помехозащитные реакторы РОВС 2000 0,88 мГ мГн; н; L3 — реактор токоограничивающий РБФ РБФАУ АУ 1600А, 18 мГ мГн; н; ДТ — датчик тока ДТМ 4/30; ДН — датчики напряжения ДН 4

155

шкаф тиристоров с воздушным принудительным охлаждением. Ти ристоры могут быть соединены по трехфазной шестипульсовой мо стовой схеме или двенадцатипульсовой двухмостовой схеме после довательного типа. На основе этих схем может быть смонтирован инвертор по шестипульсовой или двенадцатипульсовой схемам. Система управления инвертором построена на базе программи руемого ру емого контроллера. Назначение всех узлов преобразователя, при веденного на рис. 12.14, аналогично преобразователю ВПИЭ 2. Для реконструиру емой под скоростное движение до 200 км/ч магистрали СанктПетербург—Москва в 1998 г. разработан выпря мительноинверторный преобразователь (рис. 12.15). Преобразова тель имеет трансформатор с первичным напряжением 110 кВ, две надцатипульсовые схемы управляемого и ведомого сетью инверто ра. Он выполнен на современных тиристорах Т173 2000 18, собран ных в силовые блоки с охладителями на основе тепловых труб Т341, предназначен для внутренней установки и имеет естественное ох лаждение. Условное обозначение инверторов имеет структуру структуру,, приведенную на рис. 12.16.

Рис. 12.16. Структурная схема условного обозначения инвертора

156

Основные технические данные выпрямительноинверторных преобразователей для тяговых подстанций постоянного тока при ведены в табл. 12.1. ВИПЭ 2

Параметр

ВИПЭ 1

Таблица 12.1 ТПЕД ВПТЕ 3150 3,3к У1, 3,15к4,0к ИПТП 2,4к 12 У3 4к3/12 43

Номинальный ток, А: при выпрямлении при инвертировании Допускаемая перегрузка по току в течение 15 мин, %: при выпрямлении при инвертировании

Номинальное напряжение, В, в режиме: выпрямленном инверторном Максимальное допу допустимое стимое напряжение, В

2000 2000

2500 1600

3150 2400

75 75

25 25

— 33

3300 3300 3300— 3300— 3600 3800 4000

4000

3150 1400

Данные уточняются при испыта ниях

3300 4000

3300 4000

4000

4000

Применение инверторов на электроподвижном составе. Для пере хода на рекуперативное торможение тяговые двигатели электропод вижного состава должны быть переведены в генераторный режим, направление их ЭДС Е должно быть встречным по отношению к противоЭДС инвертора U dβ, а угол управления α ≥ π/2 . Для устой чивого и эффективного торможения следу следует ет поддерживать δ min ≥ δ= = 25 эл. град. Рекуперативное торможение было осуществлено еще в 60 е гг гг.. прошлого столетия на электровозах ВЛ ВЛ60Р 60Р (рис. 12.17) с ртутными выпрямительноинверторными преобразователями под руковод ством Б.Н. Тихменева. На этих электровозах для автоматического поддержания угла δ применяется электронный блок автоматиче ского регулирования, который обеспечивает измерение фактиче 157

р:80 Рис. 12.17. Схема силовых цепей четырехосной секции электровоза ВЛ ВЛ80 1 — помехоподавляющий дроссель; QP — высоковоль тный выключатель; FU — разрядник; Т — тяговый преобразовательный трансформатор; Q — груп повой переключатель; UV UV1, 1, UV UV2 2 — выпрямительноинверторные установки ВИП2 ВИП 2 2220 М; Ld1, L d2 — сглаживающие реакторы; I—IV — тяговые электро двигатели; QF QF1— 1—QF QF4 4 — быстродействующие автоматические выключатели

ского угла коммутации γ и задание угла опережения β = γ +min δ. Двигатели в режиме рекуперативного торможения имеют незави симое возбуждение от игнитронного выпрямителя низкого напря жения, а в цепи якорей включены стабилизирующие резисторы со противлением 0,5 Ом. Защита в режиме опрокидывания обеспечи вается индивидуальными быстродействующими выключателями. Скорость в режиме рекуперации регулиру регулируется ется переключением сту пеней трансформатора с помощью тех же контактных устройств, чт что о и в тяговом режиме (групповым переключателем и переходными ре акторами). Кроме того, преду предусматривается сматривается изменение ЭДС Е регу лированием возбуждения. 158

12.7. Схема управления выпрямительноинверторным преобразователем На рис. 12.18 представлена структурная схема управления трех фазного выпрямительноинверторного преобразователя на приме ре выпрямительного агрегата ВПТЕ 3,15к4,0к тяговой подстан ции постоянного тока разработки ООО «НИИЭФ «НИИЭФАЭНЕРГО». АЭНЕРГО». Система управления ВИП включает: • силовые тиристорные секции с встроенными платами сопря жения и формирователями управляющих импульсов; • устройство импульснофазового управления с четырьмя одно типными фазоимпульсными модуляторами, блоки филь фильтров тров и син хронизации; • блок управления и защит защит.. Опорные сигналы сину синусоидальной соидальной формы поступают на вход блока синхронизации с выходов измерительных трансформаторов 110 кВ/ кВ/100 100 В. С выхода блока синхронизации сигналы поступают на входы блока филь фильтров, тров, где осуществляется фильтрование и уста навливается фазовый сдвиг двух трехфазных систем опорных на пряжений для силовых блоков тиристоров, подключенных к вто ричным обмоткам преобразовательного трансформатора со схемой соединения в звезду и треугольник. Опорные сигналы сину синусоидальной соидальной формы (+U a, +U b, +U c) синх ронные и синфазные с напряжением фаз А, В, С силовой схемы поступают на вход фазоимпульсных модуляторов. В модуляторах уровень сигнала задания, поступающего от блока управления, пре образуется образу ется в угол отпирания тиристоров силовых блоков. Блок управления и защит осуществляет управление контрол лером ВИП, выдачу аварийных сигналов, поступающих от уст ройств контроля, и формирование напряжения для фазового уп равления силовыми тиристорными секциями выпрямителя и ре гулятора. Блок филь фильтров тров формирует две трехфазные системы опорных си нусоид, ну соид, сфазированных с силовой схемой. Содержит шесть иден тичных каналов, в каждом из которых установлен приемный диф ференциальный усилитель с плавной регулировкой коэффициента усиления и полосовой сглаживающий фильтр второго порядка с ну левым фазовым сдвигом на частоте 50 Гц. 159

160

161

Рис. 12.18. Структурная схема управляемого преобразователя ВПТЕ 3,15к4,0к: СТС СТ С — силовые тиристорные секции; МФИ — фазоимпульсные модуляторы; БУ БУЗ З — блок управления и защит; БФ — блок филь фильтров; тров; БС — блок синхронизации; СК — система контроля; 1 — готовность; 2 — авария; 3 — пробой тири сторов; 4 — отсутствие импульсов; 5 — питание собственных нужд; 6 — синхронизация; 7 — разрешение контроля импульсов; 8 — деблокировка; 9 — вкл/откл импульсов; 10 — пу пуск/стоп ск/стоп регулятора; 11 — местное/дистанционное управление; 12 — короткое замыкание в питающей линии контактной сети

Блок фазоимпульсного модулятора образу образует ет систему импульс нофазового управления (СИФ СИФУ) У) мостовыми тиристорными секци ями преобразователя. СИФ СИФУ У выполнена по одноканальному прин ципу с сину синусоидальным соидальным опорным напряжением. Опорные сину синусо со иды поступают на входы модулятора, где с помощью инверторов формируется формиру ется система из шести сину синусоид. соид. В узел сравнения, выпол ненный на усилителе, включенном по схеме компаратора, поступа ют сигналы управления от блока управления и защит защит,, опорной си нусоиды ну соиды и сигнал запрета срабатывания с выхода системы выделе ния разрешенной зоны работы. Пересчетное устройство, выполнен ное на трех триггерах, обеспечивает управление работой коммутатора опорных сину синусоид, соид, коммутаторов разрешенной зоны («ворота») и дешифратора каналов выходных импульсов. Схема обеспечивает формирование как узких сдвоенных импульсов длительностью 12— 15 эл. град., так и широкие сигналы длительностью проводящего состояния тиристора. Плавное регулирование углов ограничения осуществляется в пределах 5—60 эл. град. в минимальном режиме и в пределах 60—90 эл. град. в максимальном. Отличия в установке углов ограничения относятся только к блокам МФИ, управляющих инвертором: минимальный угол 90—120 эл. град., максимальный угол 130—175 эл. град. Выходные каскады управления тиристорами на микросхемах имеют блокирующий вход. Блок управления и защит (БУ БУЗ) З) осуществляет отработку аварий ных сигналов и формирование управляющих напряжений для бло ков фазового управления базового выпрямителя и регулятора. Ба зовый выпрямитель управляется по разомкнутой схеме. Угол управ ления задается потенциометром. Преду Предусмотрен смотрен перевод базового выпрямителя в инверторный режим. Регулятор управления постро ен по замкнутой схеме с отрицательной обратной связью по напря жению, которая реализу реализуется ется по сигналу с выхода датчика напряже ния, установленного в одной из силовых секций ВИП. Устройство формирования импульсов управления тиристорами преобразует преобразу ет сигнал управления СИФ СИФУ У (амплитуда равна 12 В, дли тельность равна времени проводимости тиристора) в сигнал той же длительности, но с частотным заполнением и формированным фронтом. На вторичной стороне выходного высоковоль высоковольтного тного транс форматора после выпрямления формиру формируется ется однополярный пакет 162

импульсов, обеспечивающий гарантированное отпирание тиристо ра. На рис. 12.19 показана схема формирования импульсов управ ления тиристорами.

Рис. 12.19. Схема формирования импульсов управления тиристорами: Ф — формирователь; БТ — блок силовых тиристоров; IR 2153 — драйвер уни полярных транзисторов VT VT1, 1, VT 2; RC — цепочка для задания частоты импуль сов заполнения сигнала управления; зR— зарядный резистор; 1 — управляю щий вход; 2 — вход сигнала от СИФ СИФУ У; 3 — +75 В; 4 — +220 В

Формирователь представляет собой управляемый инвертор, вы полненный по полумостовой схеме. Форсирующее напряжение обеспечивается за счет заряда конденсаторов полумоста в па паузе узе меж ду импульсами от повышенного напряжения +220 В через заряд IR2153 2153 представляет собой драйвер ный резистор Rз. Микросхема IR униполярных транзисторов, включающий таймер и схему управле ния транзисторами VT VT1, 1, VT VT2. 2. Драйвер имеет управляющий вход, при замыкании которого оба транзистора переходят в режим отсечки. Формирователь гальванически развязан от СИФ СИФУ У оптотранзисто ром.

Глава 13. ИМПУЛЬСНЫЕ ИМПУЛЬСНЫЕ ПРЕОБР ПРЕОБРА АЗОВ ЗОВА АТЕЛИ ПОСТОЯННОГ ПОСТОЯНН ОГО О ТОКА 13.1. Назначение и принцип действия Импульсный способ регу Импульсный регулирования лирования в цепях постоянного тока. В от личие от цепей переменного тока применение постоянного тока свя зано с проблемой плавного регулирования напряжения нагрузки. Потребность в регулировании напряжения при питании от сети по стоянного тока приводит к применению неэкономичных способов, основанных на включении в силовые цепи токоограничивающих резисторов или делителей напряжения. При электрической тяге и питании коллекторных двигателей от контактной сети постоянного тока на электроподвижном составе применяются пу пусковые сковые резисторы. При пуске и разгоне по мере уве личения частоты вращения и, соответственно, противоЭДС двига телей пусковые резисторы, включаемые последовательно в цепь яко ря, благодаря ступенчатой перегруппировке обеспечивают ограни чение среднего значения тока. Резисторное регулирование приводит при частых пу пусках сках к допол нительным потерям электроэнергии (до 20—30 % общего потребле ния энергии на тягу). Регулирование пу пусковых сковых резисторов сопро вождается «всплесками» тока во время переключения ступеней. Для переключения резисторов требу требуется ется сложный контактный комму татор. Тиристорная техника позволяет применить новый, более эко номичный, надежный и эффективный импульсный способ регу лирования в цепях постоянного тока. Принцип импульсного ре гулирования заключается в том, что источник постоянного тока периодически подключается к нагрузке с некоторой постоянной или изменяемой частотой (рис. 13.1). Автоматическое задание длительности интервала подключения за один цикл позволяет плавно регулировать среднее значение напряжения, приклады ваемого к нагрузке. В цепи нагрузки обеспечивается непрерыв ное протекание тока с допу допустимой стимой пульсацией. Это достигается благодаря индуктивности самой нагрузки или включению сгла живающего дросселя и достаточно высокой частоты коммутаций (200—400 Гц). 164

Рис. 13.1. Схема импульсного регулирования и временные диаграммы ее работы: СК — схема коммутации; СУ — схема управления

Среднее значение напряжения нагрузки

tи UU нп==T

kзUп ,

(13.1)

где Uп — напряжение источника питания; t и, T — соответственно длительность и период повторяемости импульсов; kз — коэффициент заполнения.

Из соотношения (13.1) следу следует ет,, что напряжение нUможно плав но регулировать, если изменятьи tпри T = const или Т при tи = const, a также в резуль результате тате одновременного изменения t Т. Этому со и и ответствуют широтный, частотный и комбинированный, а также широтночастотный способы импульсного регулирования. Принцип работы схемы импу импульсного льсного регу регулирования. лирования. Схема (см. рис. 13.1) состоит из источника постоянного напряжения ( на рис. 13.1 не показан), однооперационного тиристора VS VS,, схемы уп равления тиристором СУ СУ,, схемы принудительной коммутации СК 165

для выключения тиристора, диода обратного тока VD пропуска ска 0 для пропу тока нагрузки во время па паузы, узы, цепи нагрузки R, последовательно с которой включен сглаживающий дроссель L. Тиристор VS включа ется периодически от подачи сигнала из схемы управления. На ин тервале включенного состояния тиристора ток в цепи RL нагрузки апериодически увеличивается. В конце интервала проводимости происходит принудительное выключение тиристора с помощью спе циальной коммутационной схемы. Ее назначение заключается в том, чтобы обесточить тиристор на время рассасывания накопленного заряда в его полупроводниковой структуре. Во время выключенно го состояния тиристора в цепи нагрузки ток апериодически снижа ется. Ток поддерживается благодаря наличию ЭДС самоиндукции дросселя. Контур тока замыкается через диод VD 0. На этом интер вале тиристор принимает на себя напряжение источника питания. В цепи нагрузки протекает пульсирующий ток, пульсация которого зависит от индуктивности L и частоты переключения тиристора ( f = 1/ 1/T T). Схема может применяться для регулирования среднего значения постоянного напряжения на нагрузке, которое обратно пропорци онально скважности кривой тока тиристора. В силовых схемах переключение тиристоров происходит при мощности примерно сотни киловатт киловатт.. В них могут использоваться обычные (однооперационные) и запираемые (двухоперационные) тиристоры, а также силовые транзисторы. При использовании обыч ныхх тиристоров широко применяются двухтиристорные схемы ком ны мутации, в которых выключение главного (силового) тиристора осу ществляется приложением обратного напряжения или пропускани ем импульса обратного тока (рис. 13.2). аб

Рис. 13.2. Схемы принудительной коммутации тиристора напряжением предварительного конденсатора (а) и с помощью источника тока (б)

166

Главный тиристор совместно со схемой коммутации представля ет собой ключ для бесконтактного замыкания и размыкания цепи постоянного тока. В зависимости от схемы коммутационного узла различают ти ристорные ключи постоянного тока, запираемые приложением об ратного напряжения, и ключи, запираемые импульсом обратного тока. В тиристорном ключе, запираемом обратным напряжением, в момент t = 0 (см. рис. 13.2, а) к главному тиристору с помощью вспо могательного тиристора подключается предварительно заряженный коммутирующий конденсатор, тиристор оказывается под обратным напряжением и выключается. Такой тип принудительной коммута ции получил название жесткой коммутации. В ключе с источником обратного тока (см. рис. 13.2, б) амплитуда импульса должна быть больше тока нагрузки. Тогда диод VD смещается в прямом направ лении, и прямое напряжение диода оказывается приложенным к тиристору в обратном направлении. Диод VD должен проводить ток в течение интервала времениq tвыключения тиристора. В данном случае реализу реализуется ется принудительная коммутация, получившая назва ние мягкой коммутации.

13.2. Применение тиристорных ключей в схемах импульсных импу льсных преобразователей постоянного тока Тиристорный ключ, запираемый приложением обратного напряже ния. При включении вспомогательного тиристора VS VS2 2 (рис. 13.3) коммутирующий конденсатор Ск заряжается от источника питания до некоторого напряжения Uco через цепь RL нагрузки. В момент1 t включается главный тиристор VS VS1 1. Через него протекает полный ток нагрузки i н и ток колебательного перезарядас iконденсатора Ск , который замыкается через коммутирующий дроссельк Lи диод VD VD1 1. Процесс перезаряда заканчивается в момент2. tУстановившаяся полярность напряжения на конденсаторе (знаки в кружках) соот ветствует ветству ет готовности схемы к коммутации тока главного тиристора. Для запирания главного тиристора в момент3 tвключается вспомога тельный тиристор VS VS2, 2, и к главному тиристору прикладывается в об . При этом на на ратном направлении напряжение конденсатораcU грузке напряжение ин скачком увеличивается до значения пU+ Uс. 167

Рис. 13.3. Схема принудительной коммутации тиристорного ключа с помощью предварительно заряженного конденсатора и временные диаграммы ее работы

Поскольку предполагается, что ток нагрузки нi на интервале ком мутации остается неизменным, то напряжение на конденсаторес и уменьшается линейно. В момент4 t конденсатор полностью разря дится и на аноде тиристора VS VS1 1 вновь нарастает прямое напряже ние со скоростью du du//dt = iн /L. Интервал времени t4 – t 3 = t п являет ся временем, «предоставляемым» коммутационной схемой главно му тиристору для выключения. Для надежного запирания тиристо ра должно быть выполнено условиеq t≤ tп . Далее напряжение на нагрузке продолжает линейно снижаться до полного перезаряда конденсаторак Сот источника Uп через ти ристор VS VS2 2. В момент5t ток тиристора VS VS2 2 уменьшается до нуля, и он запирается. Ток нагрузки замыкается по цепи диода VD 0. 168

Тиристорный ключ, запираемый импу импульсом льсом обратного тока. Схема ключа с мягкой коммутацией (рис. 13.4) отличается от схемы тири сторного ключа (см. рис. 13.3) наличием обратного диода VD VD1, 1, шун тирующего главный тиристор в обратном направлении. В момент t1, главный тиристор VS VS1 1 включается. Коммутирую щий конденсатор Ск к этому моменту заряжен до напряжения cU0 указанной полярности. Напряжение источника прикладывается к нагрузке. Конденсатор Ск перезаряжается на обратную полярность током iс по цепи главного тиристора VS VS1, 1, коммутирующего дроссе ля Lк и диода VD VD2 2. В момент3 tдля выключения главного тиристора VS1 включается вспомогательный тиристор VS2. В цепик –СL к – VS2–VS1– 1–С Ск возникает колебательный процесс перезаряда конден сатора. Ток iс в тиристоре VS VS1 1 направлен встречно току нагрузки в

Рис. 13.4. Схема принудительной коммутации и тиристорного ключа с помощью источника тока и временные диаграммы ее работы

169

обратном направлении тиристора. Когда мгновенное значение тока с i равно мгновенному току нагрузки, то тиристор обесточен. Дальней шее увеличение токасi при неизменном токе нагрузки iн приводит к тому тому,, что разность токов сi – i н замыкается по диоду VD VD1 1 обратно го тока. При этом ток нагрузки iн продолжает замыкаться по цепи от источника питания через конденсатор С к , дроссель Lк и тирис тор VS VS2 2. Протекание тока по диоду VD VD1 1 в прямом направлении обу обусс лавливает приложение к главному тиристору VS VS1 1 обратного напря жения, равного прямому напряжению диода. На данном интервале t3′ —t4 тиристору «предоставляются» условия для выключения. Если интервал 3t′ —t4 ≥ tq, то тиристор запирается. В момент4 tток iс в ко лебательном контуре равен току нагрузкин .i Если напряжение на конденсаторе uс к моменту t4 меньше напряжения источника, то на интервале 4t—t5 происходит дополнительный заряд конденсатора то ком i н . Напряжение при этом изменяется линейно. На интервале t5—t6 ток ic в колебательном контуре снижается до нуля, обеспечи вая дополнительный заряд конденсатора. На этом интервале разно стный ток i н – i с = i VD замыкается через диод VD 0. Далее на интер вале непроводящего состояния тиристора VS VS1 1 ток нагрузки i н за мыкается через диод VD 0. Сравнение схем коммутации напряжением и током в тиристорных ключах. Из рассмотрения двух классов тиристорных ключей следу ет,, что в схемотехнике их коммутационных устройств имеются за ет метные различия. В схемах с коммутацией от источника напряжения время вык лючения тиристора меньше, чем в схеме с коммутацией от ис точника тока. Это обу обусловлено словлено более высоким обратным напря жением при запирании и, следовательно, большим обратным на пряжением и ускорением рассасывания накопленного заряда в структуре тиристора. Кроме того, в схемах с коммутацией от ис точника тока скорость приложения прямого напряжения к тири стору значительно выше, что приводит к увеличению времени выключения. В схемах с коммутацией от источников напряжения диапазон регулирования напряжения нагрузки меньше. Это объясняется «всплесками» напряжения на нагрузке, возникающими при комму тации. При малых коэффициентах заполнения тока нагрузки эти всплески не позволяют снизить напряжение меньше определенно 170

го уровня. Диод, шунтирующий нагрузку нагрузку,, в данной схеме должен выбираться на двойное напряжение питания. При мягкой (токовой) коммутации встречнопараллельно тири стору включается обратный диод, который позволяет отдавать мощ ность нагрузки в источник электропитания. Это важно в тех случа ях, когда нагрузкой является двигатель постоянного тока, который может переходить в генераторный режим, например в схемах тяго вого электропривода электроподвижного состава с электрическим торможением. В схемах с токовой коммутацией при равной нагрузке можно обойтись конденсатором меньшей емкости благодаря его дополни тельному заряду энергией дросселя. Однако при этом необходимо учитывать эффект накопления энергии от такта к такту и возмож ный последующий срыв работы. Поэтому энергию дополнительно го заряда чаще всего предпочитают рассеивать в нагрузке, включая дополнительные узлы.

13.3. Расчет параметров коммутирующего контура в схеме тиристорного ключа Анализ процессов коммутации в схеме с приложением обратного напряжения (рис. 13.5 и см. рис. 13.3). На интервале 0—tt1 конденса , тор Ск , заряженный предварительно от источника до напряженияпU перезаряжается через катушку индуктивности кL (см. рис. 13.5, а). Принимая активное сопротивление Rк коммутирующего контура равным нулю, запишем уравнение равновесия цепи: dic 1 id t L ∫ cк += t Cd к

0.

(13.2)

аб

Рис. 13.5. Эквивалентные схемы тиристорного ключа (см. рис. 13.3) для анализа коммутационного процесса в момент t =1 t(а) и в момент t = 3t (б)

171

Начальные условия ci = 0, Uc = –U п . Решение уравнения (13.2) имеет следующий вид: U itc п sin ω0 ; (13.3) Z UU =− сп 1 где ω0к == LС кк

;/ZL

cosω0 t ,

(13.4)

Ск.

При ω0t = π диод VD смещается в обратном направлении, и ко лебательный процесс прекращается. Затем принимаем за нулевой момент времени t 3=, tкогда вклю чается вспомогательный тиристор VS VS2 2 (см. рис. 13.5, б). Конденса тор Ск на интервале 2t—t3 разряжается неизменным по своему зна чению током нагрузки I н, поэтому t (13.5) uU I . cп= − нC к Напряжение на нагрузке uU 2. нп=

−

Iн

t Cк

(13.6)

Когда напряжение на конденсаторе снижается до нуля c(U= 0), процесс выключения главного тиристора VS VS1 1 завершается. Из урав нения (13.5) следу следует ет tU ≤ пкC / Iн . (13.7) q Коммутационный процесс завершается, когда cu= –U п . Из урав нения (13.5) при Uc = –U п может быть получено выражение tU = 2/ C к I н , (13.8) cп где tс — время, «предоставляемое» тиристору для коммутации.

Время tс обратно пропорционально току нагрузки и при малых токах значительно. Расчет требу требуемых емых значенийк L и Ск для схемы с приложением об ратного напряжения. Из выражения (13.7) следу следует ет tq CIкн≥ max , (13.9) U н

где Iн max — максимальное значение тока нагрузки.

172

Исходя из допу допустимого стимого значения суммарного анодного тока ти ристора VS VS1 1 на интервале1— t t2, запишем условие для определения индуктивности L к колебательного контура:

ttТ =

2

− t1 = π L кC к ,

(13.10)

где tТ — минимальное время открытого состояния тиристора VT VT1, 1, определяе мое исходя из максимальной скважности регулирования напряжения нагруз ки и допустимых значений скорости нарастания и амплитуды прямого тока тиристора VS VS1 1.

Ток конденсатора достигает амплитудного значения при ωt = π/2:

IUcm = cma ax Отсюда

LU = кп

п

/ L

22 CIк

/

к

/C к.

(13.11)

.

(13.12)

c max

Анализ процессов коммутации тока в схеме с импу импульсом льсом обратного тока (рис. 13.6). До момента 1t (см. рис. 13.4) тиристор VS VS1 1 закрыт закрыт.. На интервале происходит перезаряд предварительно заряженного конденсатора Ск на противоположную полярность по цепи открыв шегося тиристора VS VS1 1 через диод VD VD2 2 и коммутирующий дроссель L к . В идеальном коммутирующем контуре уравнение равновесия аналогично уравнению (13.2). Принимая начальные условияс = i 0, Uс = Uс0, запишем решение уравнения: U c0 itc sinω0 ; (13.13) = Z uU = − 0 cosω0 t, сc где

1 ω0к== LС кк

;/ZL

Ск.

(13.14) (13.15)

аб

Рис. 13.6. Эквивалентные схемы тиристорного ключа (см. рис. 13.4) для анализа коммутационного процесса в момент t =1 t(а) и в момент t = t3 (б)

173

При ω0t = π диод VD VD2 2 смещается в обратном направлении, и колебательный процесс прерывается. Через тиристор на интерва ле t1—t2 протекает суммарный ток цепи нагрузки нi и коммутиру ющего контура ic: iVS1 = i н + i c. На интервале 2t—t3 тиристор VS VS1 1 остается в открытом состоянии, и напряжение источника Uп приложено к нагрузке. В момент 3t от крывается коммутирующий тиристор VS VS2 2 (см. рис. 13.6, б). В кон туре коммутации восстанавливается прерванный колебательный пе резаряд конденсатора кСна исходную полярность. При этом на ин тервале 3t—t3′ ток в контуре коммутации ic в тиристоре VS VS1 1 направ лен встречно току нi и «вытесняет» его полностью в момент3′ , tкогда ток ic нарастает до значениянi. Дальнейшее увеличение токаc iпри водит к смещению диода VD VD1 1 в прямом направлении и смещению тиристора VS VS1 1 в обратном направлении. В момент t i c снижает 4 ток ся до значения тока нагрузки и, если напряжение на конденсаторе ис < Uп, то происходит линейный дополнительный заряд конденса тора Ск током на интервале 4t—t5. На интервале 5t—t6 ток контура коммутации снижается до нуля. При этом диод VD 0 смещается в прямом направлении и проводит ток VD i 0 = i н – i с, а энергия, запа конденсатору,, и его напряжение сенная в дросселе кL, передается конденсатору повышается до значения U c0. На интервале 3t—t4, равном времени пt , «предоставляемом» для выключения тиристора VS VS1, 1, тиристор VS VS1 1 должен восстанавливать свои блокирующие свойства. К нему в прямом направлении в мо мент t6 прикладывается напряжение U c0. импульсом льсом обрат Расчет требу требуемых емых значенийк Lи Ск для схемы с импу ного тока. Индуктивность и емкость коммутирующего контура со ответственно [см. выражение (13.15)]: LZк =

/ ω0;

(13.16)

CZ =1/ ω0 . (13.17) к В этих уравнениях ω0 и Z неизвестны и могут быть определены по дополнительным условиям. Синусоидальный Сину соидальный импульс тока длительностью π/ω 0 должен удов летворять следующим условиям: длительность его должна быть боль ше времени выключения силового тиристораq;t амплитуда тока Imах

174

должна быть больше максимального коммутиру коммутируемого емого тока нагруз ки I н mах (рис. 13.7). Указанные требования могут быть выполнены при разных соче таниях значений ω0 и I мк . Критерием для выбора оптимального ва рианта является минимум энергии, передаваемой от источника пи тания в коммутирующую цепь. Процесс передачи энергии в контур протекает на этапе заряда конденсатора, когда изменение тока оп ределяется уравнением (13.13) и0tω< π: iIкм=

к

sin ω0t ,

(13.18)

где Iмк = Uc0/Z.

В соответствии с рис. 13.7 запишем

(

− 2arc iIq = πω 2arcsin sin

нm ax

/I

мк

)

/

.

(13.19)

0

Энергия, передаваемая в коммутирующую цепь, / 00 πω

WU== пк

∫∫ i

/ πω

d t Uпм

i

к

sin ωω tdt = 2Uп Iмк / 0

0

.

(13.20)

00

Подставив значение из выражения (13.19), получим 2UIпн maxt q W = , 2ar 2a r c s i n δπ δ () −

(13.21)

где δ = Iн mах /I мк < 1.

Рис. 13.7. Возможные импульсы обратного тока для коммутации тиристора при токе нагрузки I н mах и времени выключения силового тиристораqt

175

Энергия, необходимая для коммутации, U п I н mахtq. Разделив энер гию W из выражения (13.21) на величину требуемой энергии, полу чим относительную величину 2 . 2a rcsin δ

(13.22) δπ () − Зависимость (13.22) имеет минимум, определяемый соотноше нием χ=

δ = cos−

δ 2

.

(13.23)

1 δ − Решение данного трансцендентного уравнения (13.24)

δ =0, 0,6 652. или I мк = 1,533Iн mах. Подставив значение δ в уравнение (13.19), получим

2,7 72 / t q. (13.25) ω0 = 2, Из уравнения (13.13) найдем максимальное значение токаKCLK контура: ко нтура: U c0

. (13.26) Z Подставив в уравнение (13.16) значения 0ωиз выражения (13.25) и Z из формулы (13.26), получим оптимальное значение индуктив ности коммутирующего контура при максимальном токе нагрузки Utc0 q U c0 Ltк / 2, 72 / q 0, 37 . (13.27) ==II I мк =

мк

(

)

мк

Таким образом, при заданных значенияхq,t Uс0 и I мк можно оп ределить значения L к и Ск для оптимального по критерию миниму ма энергии коммутирующего контура. Приведем примеры расчета параметров контура коммутации. Пример 13.1. Задана схема ключа, запираемого приложением об ратного напряжения (см. рис. 13.3). Исходные данные: частота пе реключений F = 400 Гц, Uп = 500 В, Rн = 5 Ом, время выключения принятого типа тиристора при заданных условиях выключенияq t= = 50 мкс, максимально допу допустимое стимое значение тока тиристора при заданной частоте TSM I = 400 А. 176

Согласно выражению (13.9) имеем: CIкн

tq ==

max

Uн

500 50 10−6 ⋅ 10−5F 10 мкФ. ⋅ = = 55 00

допустимая стимая амплиту Для заданного тока тиристора TSM I = 400 А допу да тока колебательного заряда конденсатора 500 IIcm = − I = 400 − = 300 A. cma ax тsм нma нm ax 5 Далее, использу используя я выражение (13.12), получим значение индук тивности коммутирующего реактора 2 UC пк Lк ==I 2

cma cm ax

50025 10− 5 ⋅ 2, 77 10− Гн 27, 7 мкГ мкГн. н. = ⋅ = 2 300

Пример 13.2. Задана схема ключа, запираемого обратным током (см. рис. 13.4). Исходные данные аналогичны приведенным в при мере 13.1. Для оптимального контура коммутации без учета накопления энергии в конденсаторе согласно выражению (13.27) примкI = I c mах = = 300 А имеем: Utc0 q 500 50 10−6 ⋅⋅ L к 0, 37 0, 37 30 мкГн. == ⋅ = I 300 мк

Емкость коммутирующего конденсатора определим, использу используя я выражения (13.25), (13.26) и (13.17): ω0 ==2, 72 / tq

2, 72 6

54, 4 10−3 1/с; = ⋅

50 10− ⋅ U c0 500 I мк 1, 66 Ом; == Z 300 = 11 Cк 11 мкФ. 3 == Z 54 = 54, , 4 10 1 , 66 ω0 ⋅⋅

13.4. Схемы импу импульсных льсных преобразователей Классификация схем. Существует множество схем импульсных преобразователей постоянного тока. Это многообразие, главным образом, связано с использованием различных схемных спосо 177

бов принудительного конденсаторного выключения одноопера ционных тиристоров, составляющих основу полупроводниково го ключа. Схемы классифицируются по следующим признакам: способу запирания тиристоров (обратным напряжением, обратным током), виду коммутации (одноступенчатая, двухступенчатая), схеме вклю чения коммутирующей ЭДС (параллельная, последовательная), структуре цепей заряда и разряда коммутирующего конденсатора (зависимая, независимая). Схемы с одноступенчатой коммутацией. В простейших схемах с одноступенчатой коммутацией для запирания тиристоров исполь зуются постоянно включенные колебательные цепи (рис. 13.8). При включении тиристора VS в Lк Ск контуре возникает колеба тельный процесс. Через некоторое время ток в тиристоре «вытесня ется» встречным током колебательного контура и становится рав ным нулю. Тиристор запирается обратным напряжением от комму тирующего конденсатора. Для изменения среднего значения напря жения на нагрузке в этих схемах может быть применен лишь частотноимпульсный способ, что заметно ограничивает регулиро вочные свойства и энергетические показатели преобразователя. аб

вг

Рис. 13.8. Схемы импульсных преобразователей постоянного тока с односту пенчатой коммутацией контуром, параллельным тиристору (а), нагрузке (б) и включением параллельно тиристору (в, г)

178

Поэтому в подавляющем большинстве случаев в современных ти ристорных импульсных преобразователях используются схемы с двухступенчатой коммутацией. Схемы с двухступенчатой коммутацией (рис. 13.9). В таких схемах коммутирующие цепи присоединяются к цепи силового (главного) тиристора с помощью вспомогательных (коммутирующих) тирис торов в определенные моменты времени, и ток главного тиристора на короткий интервал времени проходит через коммутирующий ти ристор. При этом запирание главного тиристора может осуществ ляться обратным напряжением (жесткая коммутация) или импуль сом обратного тока (мягкая коммутация). аб

вг

де

Рис. 13.9. Базовые схемы тиристорных импульсных преобразователей с коммутацией импульсом обратного тока (а, в, д) и приложением обратного напряжения (б, г , е)

179

13.5. Электромагнитные процессы при импу импульсном льсном регулировании регу лировании в электротяговых сетях Токи и напряжения импу импульсного льсного преобразователя. Частота переклю чений главного тиристора, выключаемого по цепи управления (за пираемые тиристоры, GT GTO) O) или посредством коммутирующей цепи (однооперационные тиристоры), определяет частоту пульсаций электрических величин рf . Импульсный преобразователь, как пра вило, использу используется ется в качестве импульсного регулятора (ИР) посто янного тока (рис. 13.10). Через источник постоянного напряжения U1 проходит ток на интервалах 0t—t1. На остальном интервале периода повторяемости Т

Рис. 13.10. Схемы импульсного регулятора постоянного тока и временные диаграммы напряжений и токов

180

ток нагрузки i 2 замыкается по цепи шунтирующего диода VD VD1 1. Вследствие включения тиристорного выключателя в момент0 tи выключения в момент 1t на стороне нагрузки формируются импуль сы напряжения и2 длительностью иt. Среднее значение напряжения на нагрузке T

1 Uuн ==TT∫ 0

dt 2

tи

U1

=

kзU1.

(13.28)

При идеальном сглаживании тока нагрузки среднее значение тока источника T

1 II11 dt ==TT∫ 0

tи

I

2

kI . = з 2

(13.29)

С учетом допущения о пренебрежении потерями в цепях ИР спра ведливо соотношение равенства энергий на стороне источника и на стороне нагрузки: TT

11 u11i dt = TT∫∫ 00

u2i 2dt.

(13.30)

Принимая u1 = U1 и i1 = I 1, выражение (13.30) перепишем в дру гом виде: UI12TT ∫∫id12t = TT00

u dt ,

(13.31)

или с учетом выражений (13.28) и (13.29)

UI11 = U нI 2.

(13.32)

Соотношения (13.28) — (13.32) справедливы при отсутствии ре актора в цепи источника питания. В реальных схемах элемент ин дуктивности в большинстве случаев обязательно преду предусматривает сматривает ся для сглаживания пульсаций тока источника питания. В этом слу чае на входе ИР должен быть включен конденсатор значительной емкости. Режим возврата энергии в источник. Рассмотрим схему рекупера ции энергии от электрического двигателя постоянного тока, пере веденного в режим генератора (электрическое торможение для 181

электроподвижного состава), в источник питания (в контактную сеть) (рис. 13.11). В режиме возврата энергии в сеть импульсный регулятор под ключается параллельно цепи нагрузки. В момент t =0 tглавный ти возрастает.. При ристор VS VS1 1 включается, и ток 2i в цепи нагрузки возрастает этом дроссель Lн запасает энергию в магнитном поле. После вык лючения тиристора VS VS1 1 в момент t =1 tток нагрузки i 2 замыкается через диод VD VD1, 1, включенный в данном режиме последовательно в цепь питающей сети встречно напряжению 1uпитающей сети. Энер гия возвращается от нагрузки в источник питания. Разность напря жений нагрузки (двигатель) и источника (сеть) воспринимается ин

Рис. 13.11. Схема импульсного регулятора и временные диаграммы напряже ния и тока при возврате энергии в сеть постоянного тока

182

дуктивностью Lн . Повторное включение VS VS1 1 сопровождается пере ИР,, а напряжение источника (сети) 1u при ключением тока i2 в цепь ИР кладывается в обратном направлении к диоду VD VD1 1. В этом режиме напряжение и 2, как и в режиме потребления энер гии, имеет импульсный характер. Ток сети имеет вид импульсов дли тельностью T–tи, аналогичный режиму потребления энергии. Со отношения (13.28)—(13.32) справедливы и для режима возврата энергии. Многоквадрантный режим импу импульсного льсного преобразователя. Рассмот ренные выше схемы включения ИР соответствуют только одноквад рантному режиму преобразования энергии, так как полярность на пряжения и2 и направление тока 2i цепи нагрузки для каждой из схем неизменны. Рассмотрим возможность реализации в схемах с ИР многоквад рантных режимов преобразования энергии в цепях постоянного тока (рис. 13.12). В схемах (см. рис. 13.12, а, б) показаны направления потоков энергии Р. Возможные области режимов работы в координатах2,U I 2 показаны заштрихованными областями для соответствующего квадранта. Эти схемы можно включить совместно в такой комби нации, которая обеспечивает многоквадрантный режим работы. На рис. 13.12, в и г приведены схемы для двухквадрантного ре жима работы. Схема (см. рис. 13.12, в) предусматривает измене ние направления тока 2I , а схема (см. рис. 13.12, г) — напряжения2.U В обоих случаях достигается изменение направления потока Р. предусматривается сматривается спе В схеме с изменением направления тока2 Iпреду циальный коммутирующий дроссель Lк с выведенной средней точ кой для разделения выключаемого тиристора от встречно вклю ченного диода. Этот дроссель снижает ответвление коммутирую щего тока в цепь данного диода. Схема (рис. 13.12, д) позволяет реализовать четырехквадрантный , режим импульсного преобразователя. Поскольку напряжение 2U как и ток I 2, на стороне нагрузки могут изменять направление на обратное, достигается работа преобразователя во всем пространстве состояний. Эта схема представляет собой преобразователь посто яннопеременного тока, т.е. мостовую схему однофазного инверто ра, обеспечивающую передачу энергии из цепи постоянного тока в цепь переменного тока и обратную передачу энергии. 183

аб

вг

д

Рис. 13.12. Схемы импульсного преобразователя постоянного тока и диаграммы многоквадрантных режимов его работы

184

Определение параметров сг сглаживающего лаживающего дросселя и сг сглаживающего лаживающего конденсатора. Рассмотрим ИР ИР,, на входе которого включен сглажи вающий конденсатор Cd, а в цепь нагрузки — дроссель (рис. 13.13). Суммарная индуктивность этого дросселя и самой нагрузки —н .L При включении главного тиристора для цепи нагрузки с учетом пренебрежения активным сопротивлением уравнение электричес кого равновесия имеет вид: LU н

di2

U . (13.33) dt = 1 − 2 Когда главный тиристор выключен, то цепь тока замыкается че рез обратный диод, и уравнение имеет вид:

LU н

di2

. (13.34) dt = − 2 Из этих уравнений при частоте f = 1/ 1/T T и глубине пульсаций Δ i 2 значение индуктивности в цепи нагрузки может быть приближенно определено по выражениям:

Lн ≈

Lн ≈

(UU12− ) tи ;

(13.35)

UTt 2и

(13.36)

Δi 2

()

−

Δi 2

.

Рис. 13.13. Схема импульсного преобразователя со сглаживающим дросселем и сглаживающим конденсатором и временные диаграммы его работы

185

Наибольшая пульсация возникает при зk= t и /T = 0,5. Тогда U2 = = U1/2. В этом случае

UT Lн == 11 44 if22 ΔΔ

U i

.

(13.37)

Конденсатор Cd включается, если источник питания и сеть об ладают индуктивностью Lc. В этом случае ток питающей сети при работе ИР имеет пульсирующий характер. Приняв постоянным ток разряда конденсатора при включенном главном тиристоре, равным I2, для интервала импульса напряжение на конденсаторе линейно уменьшается на величину ΔсU. Из этого условия полу чено выражение для определения емкости входного конденсато ра:

IT Сd == 22 44 ufcc ΔΔ

I u

,

(13.38)

где ΔUс — допустимое колебание напряжения на входном конденсаторе при наихудшем случаеиt = T/2; f — частота переключений ИР.

Импульсное регу Импульсное регулирование лирование сопротивления. Импульсный преобра зователь может быть включен параллельно или последовательно с резистором (рис. 13.14). В схеме параллельного включения (см. рис. 13.14, а) регули руемое ру емое сопротивление изменяется от нуля (при постоянно вклю ченном тиристоре VS VS1) 1) до значения R (при постоянно отключен ном тиристоре VS VS1). 1). Для сглаживания тока в цепи резистора R необходимо включение дросселя L определенной индуктивнос аб

Рис. 13.14. Схемы импульсного регулирования сопротивления с параллель ным (а) и последовательным (б) включением ИР

186

ти. При постоянном токе I ток заряда коммутирующего конден сатора

iIc =+

U c1 R

exp −

tt− 1

,

(13.39)

τ

где Uc1 — напряжение на конденсаторе в данный момент времени; t 1 — момент времени включения коммутирующего тиристора VS VS2; 2; τ = RCк .

Напряжение uR на сопротивлении R после момента1 tизменяет ся в соответствии с выражением tt− uRR==Ri R I −i cc =RI − RI +U 1 exp − 1 . (13.40) τ При этом напряжение на главном тиристоре VS VS1 1 равно напря жению uR на резисторе. Окончание времени включения совпадает с моментом, когда uR = 0. Отсюда интервал времени приложения к тиристору запирающего напряжения с учетом выражения (13.40)

()

(

=+ C ln 1 tR пк

)

U c1 RI

.

(13.41)

Емкость коммутирующего конденсатора tп Cк = . RU ln 1 + c1 / ()RI

(13.42)

Эффективное значение регулиру емого сопротивления R* при τ = RCк = T t ∗ и RR kз R. (13.43) ==T При последовательном включении ИР (см. рис. 13.14, б) время выключения тиристора

=+ C ln 1 tR пк

U c1 U

.

(13.44)

Емкость конденсатора Cк =

tп

()

RU ln 1 +

c1

/U

.

(13.45) 187

При τ = RC к = T эффективное регулиру регулируемое емое сопротивление RR R∗ . (13.46) ==tTk/ из Его значение изменяется от R (при постоянно включенном глав ном тиристоре VS VS1, 1, kз = 1) до бесконечно большого (при бесконеч но малом времени включения главного тиристора VS VS1 1 в течение каж дого цикла, kз → 0).

13.6. Применение импу импульсных льсных преобразователей на электроподвижном составе Назначение импу импульсных льсных преобразователей, приме применяемых няемых на элект роподвижном составе. Как известно, в классических схемах элект роподвижного состава системы постоянного тока для плавного пу пуска ска коллекторных двигателей при питании от контактной сети напря жением 3 кВ применяются пу пусковые сковые резисторы. Для повышения экономичности и плавности изменения скорости используются ИР с широтноимпульсным или частотноимпульсным регулировани ем тяговых двигателей. Импульсное регулирование напряжения тяговых двигателей, как правило, сочетается с импульсным регулированием тока возбужде ния. Существуют системы независимого и совмещенного регули рования напряжения цепи якоря и тока возбуждения. На некото рых видах электроподвижного состава применяется импульсное ре гулирование сопротивления пу пусковых сковых резисторов с регулировани ем тока возбуждения при реостатном пу пуске ске и торможении. Впервые ИР были применены на аккумуляторном электропод вижном составе. Это позволило благодаря экономичности увели чить длину пробега без заряда батареи. В нашей стране и за рубе жом системы импульсного регулирования напряжения тяговых дви гателей все больше применяются на электропоездах пригородных железных дорог и метрополитене, а также на многих видах магист ральных маневровых и промышленных электровозов. Импульсное Импу льсное регу регулирование лирование напряжения тяговых двигателей. При меняются замкнутые системы автоматического регулирования (рис. 13.15, а), в которых схема управления СУ импульсного пре образователя обеспечивает требуемый алгоритм переключения ти тири ри 188

аб

Рис. 13.15. Схемы импульсного регулирования тяговых двигателей ЭПС в тяговом режиме (а) и в режиме рекуперативнореостатного торможения (б)

сторов ИР с заданным коэффициентом заполнения для поддержа ния необходимого напряжения в данном режиме тяги. В отличие от схемы тягового режима при рекуперативном тор можении (см. рис. 8.15, б) импульсный преобразователь шунтиру шунтирует ет цепь тягового двигателя. Рекуперативное торможение при моторва гонной тяге обычно резервиру резервируется ется реостатным тормозом, цепь ко торого включается тиристором VS. Работа ИР контролиру контролируется ется дат чиком тока ДТ посредством системы управления СУ СУ1, 1, а работа ти ристора — датчиком напряжения ДН с помощью СУ СУ2 2. При недо статочном потреблении энергии сети повышение напряжения на входном филь фильтре, тре, контролиру контролируемое емое ДН, вызывает включение VS VS,, который вводит в цепь резистор TR. Групповое включение импу импульсных льсных преобразователей на электропод вижном составе (многофазные схемы регулирования). Выражение (13.38) показывает показывает,, что повышение частоты переключения тирис торов ИР при заданном значении Δсu позволяет уменьшить емкость Cd (а также индуктивность L) входного филь фильтра. тра. Повышение часто ты выше определенного значения требу требуется ется также по условиям сни жения мешающих влияний тяговой сети на устройства СЦБ. Но повышение частоты приводит к увеличению эффективных токов нагрузки и потерь энергии в СПП импульсного преобразователя, конденсаторах, реакторах, дросселях насыщения и к снижению КПД. Повышение частоты ограничено также временем коммута ционных процессов. 189

Рис. 13.16. Двухфазная схема включения импульсных преобразователей и временные диаграммы ее работы

Повышение частоты на входе импульсного преобразователя до стигается применением группового включения нескольких ИР . Этот способ получил название многофазного импульсного регулиро вания. В схеме двухфазного регулирования (рис. 13.16) фазы уп равления для ИР ИР1 1 и ИР ИР2 2 сдвинуты на половину периода. Тогда при частоте управления f каждой цепи частота пульсации тока в общей цепи f1 = 2f. При синфазном управлении частота — f, мгновенное значение тока в 2 раза выше. Поэтому согласно выражению (13.38) емкость Cd при двухфазном регулировании может быть уменьше на в 4 раза.

Глава 14. АВТ АВТО ОНОМНЫЕ ИНВЕРТ ИНВЕРТО ОРЫ 14.1. Назначение и виды автономных инверторов Автономные инверторы — это преобразователи постоянного тока в переменный однофазный или многофазный ток, коммутация тока в которых осуществляется независимо от процессов во внешних электрических цепях благодаря наличию дополнительных коммути" рующих устройств внутри самого преобразователя. На его выходе можно получать переменный ток теоретически любой частоты, плав" но регулировать от нуля до максимального значения частоту и на" пряжение. Благодаря этому свойству автономные инверторы нахо" дятт все более широкое применение в регулиру дя регулируемых емых электроприводах с асинхронными двигателями трехфазного тока. Особенно перспек" тивно применение автономных инверторов в тяговых электропри" водах электровозов, электропоездов, тепловозов. В зависимости от способа принудительной коммутации тока, схе" мы инвертора, параметров источника питания и нагрузки автоном" ные инверторы делятся на виды, отличающиеся специфическими особенностями процессов переключений тока. Полная коммутация с переключением тока с одной ветви схемы на другую в автоном" ных инверторах происходит на нескольких временных интервалах, важнейшими из которых являются: уменьшение прямого тока в од" ном из тиристоров до нуля, задержка приложения прямого напря" жения на этом тиристоре до полного восстановления его запираю" щей способности, нарастание прямого тока во втором тиристоре. Эти события могут совершаться совместно или последовательно. Сред" ства для осуществления надежной коммутации обычно являются од" ной из наиболее трудных проблем в автономных инверторах. Прин" ципиально эти средства можно разделить на два класса. К первому классу следу следует ет отнести полностью управляемые силовые полупровод" никовые приборы (силовые транзисторы и запираемые тиристоры). Второй класс составляют обычные не полностью управляемые СПП (однооперационные тиристоры), дополненные специальными узла" ми принудительной коммутации, например, в виде предварительно заряженных конденсаторов и вспомогательных тиристоров. Рассмотрим принцип работы автономного инвертора на приме" ре простейшей однофазной схемы с использованием указанных выше средств коммутации (рис. 14.1). 191

а

б

Рис. 14.1. Схемы и временные диаграммы работы однофазного автономного инвертора на транзисторах при работе на активную нагрузку (без обратных диодов) (а) и на активноиндуктивную нагрузку (с обратными диодами) (б)

192

Принцип работы инвертора на полностью управляемых приборах. Силовые транзисторы используются как ключи, получая сигналы управления I по цепи базы от отдельной схемы управления СУ СУ,, по" строенной на основе генератора прямоугольных импульсов. Сигна" лы управления, поступающие на транзисторы VT VT1 1 и VT VT2, 2, не совпа" дают по времени, что устраняет появление сквозного тока источни" ка питания Е. Предполагается, что один транзистор открывается в тот момент момент,, когда другой закрывается. В схеме не требу требуется ется допол" нительных коммутирующих устройств, так как транзисторы обла" дают свойством полной управляемости, и для включения и выклю" чения достаточно управлять током их базовых цепей. Сигналы управления подаются на VT VT1, 1, VT VT2 2 с периодом следова" ния Т. При активной нагрузке (см. рис. 14.1, а) поочередное вклю" чение транзисторов обу обуславливает славливает приложение ЭДС источника Е к первичной обмотке трансформатора Т, выполненного с выведенной средней (нулевой) точкой 0. По первичным полу полуобмоткам обмоткам протека" ют токи i 11, i 12. На вторичной обмотке возникает напряжение 2и прямоугольной формы. Ток 2i при активной нагрузке R повторяет форму кривой и2 и переходит через нулевое значение одновремен" но с моментом переключения транзисторов. При работе транзисто" ров в нулевой схеме в течение непроводящей части периода к ним прикладывается в прямом направлении напряжение 2Е. В реальных схемах нагрузка носит носит,, как правило, активно"индук" тивный характер (см. рис. 14.1, б). Во время переключения транзис" торов в такой схеме возникают условия, которые могут привести к большим перенапряжениям, поскольку ток в цепи с индуктивным элементом не может мгновенно изменить направление. Следователь" но, для предупреждения перенапряжения в схеме должна быть пре" дусмотрена ду смотрена ветвь тока нагрузки на интервалах t t1, t2 — t3 после 0 — переключения транзистора. Для пропу пропуска ска тока могут быть включены разнообразные устрой" ства, например резисторы, конденсаторы или дополнительные цепи с полупроводниковыми приборами. Наиболее экономичное реше" ние было предложено выполнять по схеме с обратными диодами VD1, VD VD2, 2, включенными встречно"параллельно основным (главным) транзисторам VT VT1, 1, VT VT2. 2. Для этого случая на рис. 14.1, б показаны формы напряжений и токов в схеме инвертора. В схеме с обратны" ми диодами после переключения транзистора контур индуктивного 193

тока нагрузки проходит через диод, включенный встречно ЭДС ис" точника Е. Входной ток id инвертора на интервалах переключения тока (спадания тока нагрузки до нуля) протекает в обратном направ" лении, обеспечивая возврат в источник питания энергии, накоплен" ной в дросселе L. Среднее значение токаd источника I определяется потреблением энергии активным сопротивлением R цепи нагрузки. При идеальной индуктивной нагрузке теоретически возможноdI = 0. Принцип работы инвертора на однооперационных тиристорах. Рас" смотрим схему инвертора, в которой требуются дополнительные элементы для осуществления коммутации. Схема однофазного ин" вертора на однооперационных тиристорах VS VS1, 1, VS VS2 2 (рис. 14.2) на" зывается параллельным инвертором и строится по принципу комму" тации тока с использованием конденсатора С, включенного парал" лельно цепи нагрузки. Известная схема однофазного параллельного инвертора отлича" ется от схемы (см. рис. 14.1) наличием дросселя в цепи постоянного тока с индуктивностью Ld и коммутирующего конденсатора емкос" тью С. В этой схеме принудительное выключение однооперацион" ных тиристоров VS VS1, 1, VS VS2 2 осуществляется предварительно заряжен" ным коммутирующим конденсатором. Коммутация тиристора VS VS1 1 начинается с момента (2t, t6 ), когда отпирается второй тиристор VS VS2, 2, и конденсатор С, заряженный так, что верхняя обкладка положи" тельна, обеспечивает обратное напряжение на запираемом тирис" торе VS VS1 1. Интервалы времени2(t— t3, t6 — t7 для VS VS1; 1; 0t — t1, t4 — t5 для VS VS2) 2) должны быть не менее времени выключения тиристора. Для выполнения этого условия необходимо включить конденсатор такой емкости С, чтобы отводить ток нагрузки от тиристора на ин" тервале времени выключения. Дроссель Ld цепи постоянного тока такого инвертора обычно имеет достаточно большую индуктивность, чтобы исключить или существенно уменьшить пульсации подводимого постоянного токаd.i При этом ток i d переключения с одного тиристора на другой рав" нозначен току прямоугольной формы через тиристоры VS VS1 1 и VS VS2 2. Ток i 2 цепи RL RL– –нагрузки имеет плавное изменение, и разность то" ков тиристора (источника) и нагрузки компенсиру компенсируется ется током кон" денсатора сi. Их алгебраическая сумма на каждом временном ин" тервале равна нулю. Конденсатор заряжается на интервале, когда ток тиристора превышает ток нагрузки (приведенный к числу вит" 194

Рис. 14.2. Схема параллельного автономного инвертора и временные диаграммы напряжений и токов при активно"индуктивной нагрузке

195

ков первичной обмотки трансформатора), и разряжается, если ток нагрузки превышает ток источника. В резуль результате тате конденсатор пере пере"" заряжается дважды за один период Т. Напряжение конденсатора и с на" кладывается на ЭДС источника Е, и на выходе инвертора напряже" ние ик содержит постоянную составляющую Е и переменную со" ставляющую, определяемую напряжением на конденсаторес и (см. рис. 14.2). Напряжение на входе имеет значительные пульсации, возрастающие с уменьшением емкости С при неизменных парамет" рах RL RL""нагрузки. Расчет параллельного инвертора довольно сложен. Основные принципы, которые позволяют выполнить расчет расчет,, сводятся к сле" дующему: мощность, получаемая от источника постоянного тока, должна 2 быть равна мощности, отдаваемой нагрузке: EI d = U2 /R, где U2 — эффективное значение напряжения нагрузки; так как кривые напряжений и токов несину несинусоидальны соидальны и содер" жат ряд гармонических составляющих, то реактивные мощности основной и каждой высшей гармонической составляющей тока ис" точника питания должны быть равны соответствующим составля" ющим реактивной мощности всей цепи переменного тока на выхо" де: UInn ()

d()n

sin ϕ= () n

2 U 2( n)

Xcn ′ ()

, где UInn() ,

d()n

, UXnn , ()

′cn — соответ" ()

ственно эффективные значения напряжения и тока источника, на" пряжения нагрузки и эквивалентное реактивное сопротивление, обусловленное обу словленное элементами L и С, для гармонической составляю" щей порядка п; в установившемся режиме среднее за интервал проводящего со" стояния каждого тиристора напряжение на полу полуобмотке обмотке первичной обмотки трансформатора должно быть равно напряжению источ" ника питания Е. Принцип работы инверторов на однооперационных тиристорах с последовательным конденса тором в нагрузке . Последовательная RC"цепь нагрузки образует резонансный контур, обеспечивающий коммутацию. Такие инверторы получили название последователь ных (рис. 14.3). Когда тиристор VS VS1 1 открыт открыт,, а тиристор VS VS2 2 закрыт закрыт,, последова" тельная резонансная цепь подсоединена к источнику постоянного 196

Рис. 14.3. Схема последовательного автономного инвертора и временные диаграммы напряжений и токов

тока. За время первого полупериода резонансного колебания (t 0 — t2) напряжение на конденсаторе си возрастает до значения, близкого 2Е. Затем ток di уменьшается ниже тока удержания тири" стора и прекращается. Второй тиристор VS VS2 2 можно включить спу" стя интервал (2t — t3) длительностью не менее времени выключе" ния тиристора. Когда тиристор VS VS2 2 включается, происходит такой же колебательный процесс перезаряда конденсатора через цепь на" грузки. При этом источник питания не участвует в работе. Кон" денсатор перезаряжается током исходной полярности. Далее с ин" тервалом (5t — t6) открывается тиристор VS VS1, 1, и процессы в схеме повторяются. Если интервалы 2t — t3 и t5 — t6 поддерживать мини" мальными, то ток i в цепи нагрузки близок к синусоидальной фор" ме. Для устойчивой коммутации тиристоров эти временные ин" 197

тервалы должны быть достаточными для гарантированного вык" лючения тиристоров. Классификация автономных инверторов. Исторически первыми применялись параллельные инверторы. Их схемы разнообразны. Затем стали применяться резонансные (последовательные) инвер" торы и инверторы с обратными диодами. Имеется большое число различных схем, которые обладают признаками параллельных и последовательных инверторов и ин" верторов с обратными диодами. Более удобно классифицировать автономные инверторы по характеру обмена электроэнергией между источником питания и потребителем. По данному призна" ку различают автономные инверторы напряжения (АИН), авто номные инверторы тока (АИТ) и автономные резонансные инвер торы (АИР). Из рассмотренных выше схем к АИН может быть отнесена схе" ма, приведенная на рис. 14.1. Характерными признаками этой схе" мы являются питание от источника напряжения, замыкание конту" ра реактивного тока нагрузки через обратные диоды, независимость формы кривой напряжения на выходе инвертора от характера на" грузки. Признаками АИТ в значительной мере обладает схема, приве" денная на рис. 14.2. Для нее характерно питание от источника тока (в цепь источника включен дроссель значительной индуктивнос" ти L d), обмен реактивной энергией нагрузки с коммутирующим конденсатором, значительное колебание напряжения на входе ин" вертора при постоянном токе источника, зависимость формы кри" вой напряжения на выходе и на входе инвертора от характера на" грузки. К резонансным инверторам могут быть отнесены последователь" ные инверторы. В зависимости от числа переключений тока в процессе коммута" ции различают инверторы с одно" и двухступенчатой коммутацией. При одноступенчатой коммутации ток нагрузки с выходящего из работы тиристора сразу переключается на вступающий в работу оче" редной тиристор. Для двухступенчатой коммутации характерным является перевод коммутиру коммутируемого емого тока на некоторый интервал вре" мени во вспомогательную цепь, после которого ток переключается на очередной главный тиристор. 198

В зависимости от числа фаз выходного напряжения автономные инверторы делятся на однофазные и многофазные, а по характеру связи с нагрузкой — на нулевые и мостовые. Наиболее широкое при" менение в тяговых электроприводах железнодорожного транспорта и метрополитенов находят трехфазные мостовые схемы автономных инверторов.

14.2. Автономные инверторы напряжения Однофазный мостовой инвертор напряжения (рис. 14.4). В схеме могут применяться любые управляемые полупроводниковые при" боры: транзисторы, запираемые тиристоры и однооперационные тиристоры с устройствами принудительной коммутации. Схема инвертора (см. рис. 14.4, а) содержит однофазный мост главных тиристоров VS VS1— 1—VS VS4, 4, встречно включенный мост обрат" ных диодов VD VD1— 1—VD VD4 4, схему управления тиристорами СУ СУ,, входной конденсатор филь фильтра тра C d и активно"индуктивную нагрузку Rн L н . Устройства принудительной коммутации на схеме не показаны. Ти" ристоры попарно и поочередно отпираются по цепи управления, подключая цепь нагрузки к источнику питания с периодически из" меняющейся полярностью. Такой алгоритм переключения обеспе" чивает формирование на нагрузке напряжения прямоугольной фор" мы. В моменты очередного запирания тиристоров энергия, запасен" ная в индуктивности нагрузки, выводится в источник электропита" ния через обратные диоды. Изменением момента запирания одного из тиристоров в каждой работающей паре можно менять длительность приложения напря" жения источника к нагрузке θп . На рис. 14.4, б приведены диаграм" мы токов и напряжений для случая, когда оба одновременно прово" дящих тиристора запираются в конце полупериода ип θ= 180 эл. град.; на рис. 14.4, в показаны соответствующие диаграммы для слу" чая, когда один из тиристоров запирается раньше на угол α. На ин" тервале этого угла напряжение на нагрузке равно нулю. Рассмотрим алгоритм переключения тиристоров припθ= 180 эл. град. На интервале проводящего состояния тиристоров уравнение равновесия цепи имеет вид: diн LR ω ннdt += iн U п . ω

(14.1) 199

а

б

Рис. 14.4. Схема однофазного мостового инвертора напряжения (а) и вре менные диаграммы для режима с проводящим состоянием тиристоров менее 180 эл. град. (в)

200

После запирания тиристоров (ωt = ω1t, ωt2 на рис. 14.4, б) под действием ЭДС самоиндукции ток нагрузки продолжает протекать на определенном интервале (0 – ω , t π – ωtx′) в прежнем направле" x нии, замыкаясь по цепи обратных диодов (VD VD3, 3, VD VD4; 4; VD VD1, 1, VD VD2), 2), и энергия от нагрузки передается в источник питания. Уравнение равновесия имеет вид:

diн LR (14.2) ω ннdt += iн −Uп . ω Ток нагрузки уменьшается экспоненциально, и когда его мгно" венное значение проходит через нуль, начинают проводить очеред" ные два тиристора. Эффективное значение напряжения нагрузки

UU == нп

1π

2

dωt

∫

π0

Uп .

(14.3)

Эффективное значение первой гармонической составляющей этого напряжения

22

UU = н(1) н( 1)

п

(14.4)

.

π Решение уравнения (14.1) для токан i iiнн=+′′ i н′ ,

(14.5)

где iн′ — вынужденная составляющая, равнаянU /R н; i ′′н — свободная составляющая, равнаян i=′′ A exp exp((–Rн ωt/ωL н).

При ωt = 0, iн = I н0 где Iн0 — ток нагрузки в момент коммутации. Подставив эти значения в формулу (14.4), получим −IUн 0 = (/ п R н) + A,

откуда AU =−

(

/R

пн

) − I н0.

(14.6)

Ток нагрузки

iIнн=

UU пп RR нн

−

+

0

exp −

Rн

ωt . L ω н

(14.7)

201

В квазиу квазиустановившемся становившемся процессе при ωt = πн, i= I н0. С учетом этого граничного условия найдем выражения для тока в момент ком" мутации:

IIн0 =

UU пп

−

+

RR нн

н0

exp −

Rн

π , L ωн

откуда

I н0 =

Uп Rн

−

−− xp RT 1e / L 2 нн ω + 1e

( xp −RT () нн

)

,

(14.8)

/ ωL 2

где T = 2π/ω = 1/ 1/ff; f — частота тока в цепи нагрузки.

Момент ωtx перехода тока нi через нуль определим из условия i н = 0 при ω = ωtx, используя равенство (14.7):

ωLн ln 1 + RIнн = t ω x RU

0

.

(14.9)

нп

Среднее значение мощности, передаваемой в нагрузку в устано" вившемся режиме,

PU = нп

1π

∫

π0

iн dωt,

(14.10)

а средние значения мощностей, передаваемых в нагрузку через цепи главных тиристоров и в обратном направлении через диоды в ис" точник, соответственно PU = VT

1

π

∫

πωt x

i dωt ,

(14.11)

i dωt,

(14.12)

пн

t

PU = VD

при этом Pн = PVS + P VD. 202

1ωx π

∫

0

пн

По известному выражению для мгновенного значения тока на" грузки i н (ωt) можно определить средние и эффективные значения токов тиристоров и диодов, а также эффективное значение тока на" грузки. Теперь рассмотрим случай алгоритма управления пс = θ 180 – α. Эффективное значение напряжения нагрузки можно изменять, регу" лируя лиру я угол θп проводящего состояния тиристоров (см. рис. 14.4, в). Предположим, что ток проводили тиристоры VS VS1 1 и VS VS2 2. Угол про" водимости тиристора VS VS1 1 задан системой управления: = θ π – α. п После выключения этого тиристора ток нагрузки замыкается через VS2 и VD VD4 4 и определяется уравнением:

diн LR (14.13) ω ннdt += iн 0. ω После выключения тиристора VS VS2 2 включаются тиристоры VS VS3 3и VS4. Ток нагрузки, не успевший уменьшиться до нуля, замыкается через диоды VD VD3 3 и VD VD4 4 в обратном направлении на источник и бы" стро снижается до нуля. Затем ток нагрузки меняет направление и замыкается через тиристоры VS VS3, 3, VS VS4 4. Эффективное значение напряжения нагрузки UU нп==

− 1 πα

∫

2

dωα t Uп 1/ () π. −

(14.14)

π 0 Эффективное значение первой гармонической этого напряже" ния 22 U н U н1 = cos()α /2 . (14.15) π Ток нагрузки в данном режиме имеет на интервале полупериода два характерных участка: при 0 ≤ ωt ≤ π – α; Uн > 0, Iн ≤ 0

iIнн=

UU пп RR нн

−

+

0

exp −

Rн

ωt , L ω н

(14.16)

при π – α ≤ ωt ≤ π; U ≤0 н = 0, I н0

iIнн=

exp − 1

Rн

ωt . L ωн

(14.17) 203

Пример 14.1. Однофазный мостовой инвертор напряжения с RL RL,,на, грузкой. Автономный инвертор напряжения (см. рис. 14.4, а) имеет нагрузку Rн = 1 Ом и катушку индуктивности Lн = 5 мГ мГн, н, напря" жение источника Uп = 3400 В, частота f = 50 Гц. Определить эф" фективное значение выходного напряжения и форму кривых тока нагрузки в квазиу квазиустановившемся становившемся режиме для пθ 1 = 180 эл. град. и θп2 = 90 эл. град. Для случая θп1 = 180 эл. град. выходное напряжение нU= U п = = 3400 В. Первая гармоническая составляющая напряжения 22 2,82 UU == ⋅3400 = 3060 В. н1 н 3,14 π Мгновенное значение тока нагрузки в момент момент,, когда напряже" ние меняет направление [см. формулу (14.8)]

I н0 =

Uп Rн

−

−− xp RT 1e / L 2 нн ω

( xp −RT () нн

+ 1e

)

=

/ ωL 2

3400 1−−exp 1 / 5⋅ 10−3 ⋅ 2⋅ 50 == + xp − 1 / 5⋅10−3 ⋅ 2⋅50 1e

()

()

−− xp() 2 1e ==3400 2590 A. + xp()− 2 1e При напряжении Uн = U п = 3400 В кривая тока на интервале (10 мс) описывается уравнением (14.7):

(

3

)

− itн = 3400− ()3400+ 2590 exp− 314 / 314 ⋅ ⋅5 10 =

t . = 3400− 5990 exp()− 200 Из этого соотношения находится t = xt, когда iн = 0; tx = 28 мс. Аналогично описывается кривая тока во втором полупериоде (π ≤ ωt ≤ 2π). Средняя мощность, отдаваемая в нагрузку нагрузку,, в соответствии с урав" нением (14.10) 12 Ptн = 3,14

204

3,14

∫ 0

3400 3400− 5990 exp−

00 d t . 314ωω

ππ Для случая θп2 = 90 эл. град. απ = − 22=

.

Эффективное значение напряжения нагрузки согласно уравне" нию (14.14) /2 340 3400 0 U н = 3400 1− π = = 2410 B . 2 π Кривая тока нагрузки определяется в резуль результате тате последователь" ного решения уравнений тока для нескольких интервалов работы с использованием граничных условий. Резуль Результат тат анализа на преды" дущем интервале определяет начальные условия работы на следую" щем интервале. Первый полупериод: для интервала: 0 ≤ ωt ≤ 1ω. tUн = 3400 В, Iн0 = 0, интервал прово"

дящего состояния ωt = π/2;it = 3400− 3400 exp − н

200 314 ω

и при ωt =

= π/2; i н = 2150 А; 200 для интервала: ω1t ≤ ωt ≤ ω2t Uн = 0, it = 2150 exp − н 314 ω

; при

ωt = π/2 (отсчет ωt от момента ω t 1) iн = 790 А. Второй полупериод: 200 для интервала ω2t≤ ωt ≤ ωt3 it = −3400 + ()3400+ 790 exp− н 314 ω

,

при ωt = 0,314 рад = 18 эл. град., а при ωt = π/н2 =i –1860 А; 200 для интервала ω3t≤ ωt ≤ ω4t , Uн = 0, it = −1860 exp − , при н 314 ω ωt = π/2 iн = 790 А; В третьем полупериоде, использу используя я известные решения, получим при ωt = π/2 iн = 1900 А, а в конце второй части полупериодан = i = 700 А. При необходимости можно повторить расчеты еще для несколь" ких полупериодов, пока не наступит квазиу квазиустановившийся становившийся процесс. При этом токи имеют форму форму,, показанную на рис. 14.4, в. 205

Среднее значение мощности нагрузки в квазиустановившемся режиме 12 Ptн = 3,14

3,14/2

∫ 0

3400 3400− 4100 exp−

00 d t = 1378 кВт. 314ωω

Трехфазный мостовой инвертор напряжения (рис. 14.5). Схема со" держит шесть тиристорных ключей VS VS1— 1—VS VS6, 6, образующих мост ти" ристоров, шесть встречно включенных диодов VD VD1— 1—VD VD6, 6, соединен" ных также по схеме трехфазного моста и выполняющих функцию диодов обратного тока, и схему управления СУ СУ,, обеспечивающую переключение тиристорных ключей по заданному алгоритму с про" водящим состоянием требу требуемой емой продолжительности. Частота вы" ходного напряжения задается схемой управления в резуль результате тате из" менения длительности цикла переключения тиристорных ключей. Устройства для коммутации тиристоров на схеме не показаны. Ти" ристоры и диоды трех фаз а, b и с образуют анодную (VS VS1, 1, VS VS3, 3, VS VS5; 5; VD1, VD VD3, 3, VD VD5) 5) и катодную ( VS VS2, 2, VS VS4, 4, VS VS6; 6; VD VD2, 2, VD VD4, 4, VD6) группы. Тиристоры анодной и катодной групп могут переключаться по различным алгоритмам: с однократным и многократным переклю" чением на интервале одного периода выходного напряжения. При однократном переключении в периоде угол проводящего состояния тиристоров θп может быть равным 180, 120, 150 эл. град., и в общем случае 180 – α эл. град. На диаграммах рис. 14.5 дан анализ работы трехфазного АИН для θп = 180 эл. град. На интервале одного пери" ода выходной частоты происходит шесть коммутаций шести тирис" торов. Одновременно в проводящем состоянии находятся три ти" ристора: два в анодной и один в катодной или один в анодной и два в катодной группах. Выходные напряжения инвертора на зажимах a, b, c (рис. 14.6, а) могут быть получены из анализа эквивалентных схем, соответству" ющих шести возможным состояниям. Напряжение источника пи" тания Uп прикладывается к фазным нагрузкам в соответствии со схемой подключения на данном интервале. Напряжение между анодной или катодной точками и нулевой точкой нагрузки равня" ется Uп /3 или 2Uп /3 в зависимости от того, две фазы или одна фаза нагрузки в данный момент связаны с соответствующей шиной (см. рис. 14.6, б—ж) . На рис. 14.6, б за положительное принято фазное 206

Рис. 14.5. Схема трехфазного мостового инвертора напряжения и временные диаграммы напряжений и токов

207

а

бв

г

де

ж

Рис. 14.6. Эквивалентные схемы для расчета фазных напряжений трехфазного АИН при соединении нагрузки «звездой»

напряже ние при соединении начала фазы с анодной шиной. В ре" зультате зуль тате фазные напряжения АИН получают трехступенчатую фор" му,, сохраняющуюся независимо от характера нагрузки. При этом му линейное напряжение имеет форму прямоугольников с основани" ем 120 эл. град. 208

Эффективное значение фазного и линейного напряжений инвер" тора соответственно =+ UU фп

1

/3 ππ

π

0/

∫∫ ()

2 /3

22

/3

dωω t

==

UU == лп

1 π

2/π 3

∫

π

( ππ3

2Uп / 3

2U п 3

)

d t+

() 2 /3 ∫

Uп / 3

0, 47U п ; 2U п

2

dωt

3

0

2

d ωt =

(14.18)

0,8 815U п . =0,

(14.19)

Выходные напряжения несину несинусоидальны, соидальны, имеют форму с симмет" рией третьего рода и описываются нечетными функциями. Кроме основной гармонической составляющей содержатся нечетные выс" шие гармонические составляющие, некратные трем, т.е. с номерами nk=6 ±1, k =1, 2,... . (14.20) Фазное и линейное напряжения при разложении в ряд Фурье могут быть записаны в виде суммы мгновенных значений всего спек" тра гармонических составляющих: 2U 11 sin5 5 t + sin sin7 7ωt + ... = Utф =+ п sin ωω sin 57 π 2U sinntω = п ∑ , (14.21) n π nk=60± ,1 k =0, 0,1 1,2, 2,....

Utл =

23 U п

11 sin ωω− sin5 sin 5 t − 571

sin7 sin 7ωt +

1 sin11 sin 11ωt + ... . (14.22) 1

π Если амплитуду основной гармонической составляющей принять

22 UU == пп 1, = равной единице UU мф(1) мф( 1) мл(1) мл( 1) ππ да n"й гармонической составляющей U м( м(1) 1) Unм(n) 1/ . == n

3

=1 , то амплиту"

(14.23) 209

Соотношения между входным напряжением и основной гармо" нической составляющей выходного напряжения АИН с учетом вы" ражений (14.21) и (14.22) следующие: UU == ф(1 ф( 1)

UU == л(1 л( 1)

2U п

0, 45

п

;

(14.24)

0, 78

п

.

(14.25)

π 6U п

π Коэффициент искажения выходного напряжения / Uф kU == ф( U ф(1) 1)

3

=0, 955.

(14.26)

π Форма тока в цепи нагрузки зависит от характера нагрузки. При RL"нагрузке после очередного переключения тиристора под дей" ствием ЭДС самоиндукции ток в данной фазе на некотором интер" вале сохраняет направление и замыкается по цени обратного диода противоположного плеча данной фазы. Например, в конце третье" го интервала (см. рис. 14.5) ωt = π после выключения тиристора VS VS1 1 ток в фазе а на интервале π ≤ ωt ≤ π – ψ замыкается по цепи диода VD4 и уменьшается до 0. На следующем интервале ток фазы а про" водит тиристор VS VS4 4. Ток во входной цепи инвертора иi определяется суммой мгно" венных значений токов тиристоров анодной или катодной групп iiи =+VS1 i VS3 + i

.

VS5

(14.27)

Этот ток при RL RL""нагрузке имеет форму форму,, близкую к пилообраз" ной, и содержит содержит,, кроме постоянной составляющей иI, спектр чет" ных высших гармонических составляющих, кратных шести. При уве" личении угла сдвига основной гармонической составляющей 1ϕ выше некоторого значения ток иi может переходить через нулевое значение в отрицательную область. Форму токов нагрузки и входной цепи инвертора можно опреде" лить, решая уравнения равновесия по интервалам с использовани" ем граничных условий, как это выполнено выше для однофазных инверторов. Особенности формирования выходного напряжения трехфазного АИН для случаев переключений прип =θ 120° и θп = 150°. Кривые 210

напряжений построены для случая активной нагрузки. При алго" ритме управления θ п = 120 эл. град. (рис. 14.7, а) одновременно про" водят ток только два тиристора: один в анодной, другой в катодной группах. На одном периоде имеется шесть интервалов с поочередно изменяющимися тиристорами, проводящими ток: VS VS1, 1, VS VS6; 6; VS VS1, 1, VS2; VS VS2, 2, VS VS3; 3; VS VS3, 3, VS4; VS4, VS VS5; 5; VS VS5, 5, VS VS6. 6. Затем циклы повторя" ются. В резуль результате тате формируются линейные напряжения двухступен" чатой формы. Эффективное напряжение

U лп=+

1

/3 ππ

π

0/

2 /3

22

∫∫ ()

U /2

Uп2dt +

dtωω

ππ3

U == п 2

π

Uп / 2 () 2 /3

∫

dtω =

(14.28)

0,7 0, 7U п .

Кривые напряжения фаз имеют прямоугольную форму форму,, их эф" фективные значения определяются по выражению: UU == фп

2/π 3

1 π

∫ 0

()

2

/2

dωt

Uп

=0, 4 Uп.

32

(14.29)

При алгоритме управления θ п = 150 эл. град. (см. рис. 14.7, б) одновременно ток проводят два или три тиристора. На одном пери" оде имеется 12 интервалов с чередованием двух и трех токопрово" дящих тиристоров: VS VS1, 1, VS VS5, 5, VS VS6; 6; VS VS1, 1, VS VS6; 6; VS VS1, 1, VS VS2, 2, VS VS6; 6; VS VS1, 1, VS VS2; 2; VS1—VS VS3; 3; VS VS2, 2, VS VS3; 3; VS VS2 2—VS VS4; 4; VS VS3, 3, VS VS4; 4; VS3—VS VS5; 5; VS VS4, 4, VS5; VS VS4 4— VS6; VS VS5, 5, VS VS6. 6. При таком алгоритме линейное напряжение двухсту" пенчатой формы имеет эффективное значение

U лп=+

1

/6 ππ

π

0/

∫∫ ()U

2 /3

22

/2

dtωω

==

2 Uп dt

Uп / 2 () 2 /3

+

ππ6

7U п 23

5 π /6

∫

dtω =

0,7 0, 7 6U п .

211

аб

Рис. 14.7. Кривые напряжения на выходе трехфазного АИН: а — при алгоритме пθ = 120 эл. град.; б — при алгоритмеп θ= 150 эл. град.

212

Фазное напряжение имеет трехступенчатую форму и характери зуется зу ется эффективным значением /6 ππ

Uф

1 π

∫∫

Udпп/ 3

22

0/

/3

t ωω

U /2

/2 ππ

d t

ππ6

2/ππ3

∫∫

/2 π

Udпп/ 2

∫

2 Uп / 2

/3 22

2

d ωt

5/ 6

t ωω

2U / 3

d t

2 /3

7 UU 0, 0,4 44 6 пп

.

(14.30)

Гармонический состав выходного напряжения при п = 120 эл. град. остается таким же, как при п = 180 эл. град. При п = 150 эл. град. содержание высших гармонических составляющих уменьша ется. Поэтому алгоритм при п = 150 в ряде случаев является пред почтительным. В случае RL нагрузки или при питании от АИН асинхронной машины и применении алгоритмов управления п = 120 и п = = 150 эл. град. с изменением угла сдвига основной гармонической составляющей тока относительно напряжения (1) формы кривых ли нейных и фазных напряжений изменяются. С увеличением(1) они приближаются к виду виду,, характерному для алгоритмап = 180 эл. град. Формирование выходного напряжения АИН при многократных пе реключениях тиристоров в одном периоде. Применяя многократные включения и выключения тиристоров на интервале одного периода, можно задавать ток нагрузки требу требуемой емой формы, а также обеспечи вать плавное регулирование эффективного значения выходного на пряжения, в данном случае с многоимпульсной модуляцией в АИН. Возможны разнообразные алгоритмы многоимпульсной модуляции. Наибольшее применение находит широтноимпульсная модуляция (ШИМ) с формированием огибающей в виде прямоугольника, тра пеции и синусоиды. Соответственно такие виды ШИМ получили на звание прямоугольной, трапецеидальной и синусоидальной модуляции. Прямоугольная модуляция часто называется способом широтно импульсного регулирования (ШИР) (рис. 14.8, а, б). На интервале одного полупериода выходного напряжения главные тиристоры 213

аб

вг

де

Рис. 14.8 (начало). Кривые выходного напряжения инвертора при регулиро" вании методом многоимпульсной модуляции: а, б — прямоугольной; в, г — по закону синуса; 1 — опорное напряжение; 2 — модулирующая сину синусоида соида

инвертора включаются и выключаются многократно с частотойн ,f превышающей основную частоту1f в определенное число раз. Крат" ность частот kF = f н /f 1 = Т 1/Т н (где fн , f1, Т н , Т1 — соответственно частота и период несущей и основной частот напряжения) влияет на содержание высших гармонических составляющих. При увели" чении kF снижается содержание высших гармонических составля" ющих низкого порядка и возрастает содержание гармонических со" ставляющих высокого порядка, частота которых кратна несущей 214

Рис. 14.8 (окончание)

регулируется ется частоте. При изменении длительности импульсан tрегулиру скважность в пределах групп импульсов, формирующих положитель ную и отрицательную полуволны выходного напряжения. Ампли туда первой (основной) гармоники Uм( м(1) 1) пропорциональна коэф фициенту заполнения (kз = t н /T н ) кривой импульсной последова тельности. При этом общее содержание гармоник в выходном напряжении значительно меньше, чем при одноимпульсной моду ляции. Еще более сильное снижение содержания высших гармониче ских составляющих достигается при широтноимпульсной модуля ции по закону сину синуса са (tн = T н sin t, 0 < t < ) (см. рис. 14.8, в, г). В схеме управления инвертором формируется последовательность 215

сигналов треугольной формы (опорное напряжение), которая срав нивается с модулирующей сину синусоидой. соидой. Точки пересечения кривых определяют длительность импульсан tвыходного напряжения. Час тота основной гармонической составляющей выходного напряжения f1 совпадает с частотой модулирующего напряжения, а амплитуда U м(1) м( 1) пропорциональна амплитуде модулирующего напряжения. Для трехфазного инвертора выходное напряжение регулиру регулируется ется многократными коммутациями главных тиристоров в периоде с формированием кривой напряжения по способу ШИР или ШИМ (рис. 14.9, см. рис. 14.5). В схеме управления АИН опорное напряжение треугольной фор мы сравнивается с модулирующими сину синусоидами, соидами, сдвинутыми на 120 эл. град. и образующими симметричную трехфазную систему (см. рис. 14.9, а). В моменты равенства опорного и модулирующих напряжений формируются сигналы отпирания и запирания соот ветствующих главных тиристоров VS VS1— 1—VS VS6 6 . В резуль результате тате в схеме АИН на любом временном интервале в проводящем состоянии на ходятся три тиристора (см. рис. 14.9, б). Выходные зажимы АИН для фаз а, b, с периодически подключаются к положительному или отрицательному полюсу источника питания и характеризуются им пульсной последовательностью потенциалов (см. рис. 14.9, в). Раз ность потенциалов между выходными зажимами АИН образу ет мгновенное значение линейного напряжения (см. рис. 14.9, г) . В кривой линейного напряжения иаb содержится основная гармони ческая составляющая аb и (1), с амплитудой Uм( м(1) 1) , пропорциональной амплитуде модулирующего напряжения в системе управления. Кро ме основной гармонической составляющей, в кривой линейного на пряжения иаb содержатся высшие гармонические составляющие. Их содержание меньше, чем при прямоугольной модуляции. Но в кри вой заметно возрастает число высших гармонических составляющих с частотой, кратной несущей частоте. Регулирование напряжения способом ШИМ с сину синусоидальной соидальной модуляцией сложнее прямо угольной модуляции. Поэтому в системах тягового электропривода с АИН чаще использу используется ется способ прямоугольной ШИМ. Основные расчетные соотношения. В трехфазных АИН с углом проводящего состояния главных тиристоров п = 180 эл. град. вы ходное напряжение ступенчатой формы не зависит от характера на грузки (рис. 14.10). 216

а

б

в

г

Рис. 14.9. Кривые выходного напряжения трехфазного АИН при модуляции по синусоидальному закону: а — модулирующие синусоиды и кривые опорного напряжения треугольной формы; б — при проводящем состоянии главных тиристоров АИН; в — выход" ные импульсные последовательности потенциалов (+пU , –U п ) фаз a , b , c ; г — кривая выходного линейного напряжения

217

Рис. 14.10. Расчетная схема и временные диаграммы напряжений и токов трехфазного АИН

218

Выполним анализ и получим основные расчетные соотношения для главных цепей трехфазного АИН, использу используя я метод основной гармонической составляющей. Анализ работы инвертора на двига" тельную нагрузку нагрузку,, коэффициент мощности которой может изменять" ся в широких пределах, удобно выполнять, приняв за параметр угол сдвига ϕ(1) основной гармонической составляющей фазного тока(1)i относительно основной гармонической составляющей фазного на" квазиустановившемся становившемся режиме комбинации состо" пряжения u(1). В квазиу яний проводимостей отдельных тиристоров и диодов повторяются на каждом интервале длительностью π/3. Например, после выклю" чения VS VS1 1 и включения VS VS4 4 на интервале1ω–t ωt2 ток проводят VD VD4 4 в фазе а, VS VS3 3 — в фазе b, и VS VS2 2 — в фазе с, а на интервале – ωω t3t— 2 соответственно VS VS4, 4, VS VS3, 3, VS VS2 2. В зависимости от значения угла ϕ (1) комбинации тиристоров и диодов меняются. С увеличением(1) ϕ от 0 до 360 эл. град. АИН реализу реализует ет работу во всех четырех квадрантах фазового пространства. Получим аналитические выражения токов в звене постоянного тока, главных тиристоров и обратных диодов. Мгновенные значе" ния тока АИН равны мгновенным значениям тока главного тирис" тора, который подключен к анодной или катодной шине. На интер" вале ω1t – ωt3 таким тиристором является VS VS3 3. Ток инвертора iiим==b I

2 −ϕ − sin t ωπ (1) (1) 3

,

(14.31)

где Iм( м(1) 1) — амплитуда основной гармоники тока фазы.

В начале интервала повторяемости ток инвертора iIин =

м(1) м( 1)

sin π − ϕ(1) , 3

(14.32)

2π −ϕ . (1) 3

(14.33)

а в конце интервала iIик =

м(1) м( 1)

sin

Среднее значение тока инвертора 4/ 3

iIим=

32π

∫

πππ

sin ωπ t − ϕ(1) − (1) 3

3 d ω t = I

м(1)

cosϕ(1) . (14.34)

219

Выразив ток нагрузки через эффективное значение его основ" ной (первой) гармонической составляющей, получим

iI = и

32 1

cos ϕ(1) =1,35I1 cosϕ(1) .

(14.35)

π Пульсации тока iи и его направление на отдельных интервалах зависят от режима нагрузки. С изменением (ϕ 1) пульсации тока, вы" раженные через коэффициент пульсации − ин / iiик + ин , (14.36) изменяются от нуля при работе на активную нагрузку ((ϕ 1) = 0) до значения, большего единицы единицы,, при двигательной нагрузке ((1) ϕ = π/3). Приближенно коэффициент пульсации с учетом выражений для (14.32) и (14.33) kiiпи=

(

) (

к

)

tgϕ(1) (14.37) . 3 Средние и эффективные значения токов тиристоров VS VS1— 1—VS VS6 6и диодов VD VD1— 1—VD VD6 6 для всех плеч инвертора одинаковы. Средние зна" чения токов kп =

11 π IItгм= ∫ 22 ππ

(1)

(

)

sin ωω− ϕ(1) d t =

ϕ(1)

(

I

м(1)

(1 + cosϕ ) = (1)

)

(14.38)

=+0, 23I (1) 1 cosϕ(1) ; π+ ϕ

11 (1) II0м= ∫ 22 ππ

(1)

(

)

sin ωω t − ϕ(1) d t =

π

(

I

м(1)

(1− cosϕ ) = (1)

)

= 0, 23I (1) 1− cosϕ(1) . Эффективные значения токов IIгэф =

1 2π

π

∫ ϕ(1)

22 sin м(1) м( 1)

(

(14.39)

I м( м(1) 1) t d t 2 π− ϕ(1) − sin2 ϕ(1) = − ϕ = ωω (1) 22 π

)

(

2 = 0, 28I 1( 2− π − ϕ 1) + sin ϕ(1) ;

(

220

)

)

(14.40)

1 II0эф = 2π

π+ ϕ(1)

∫

22 sin м (1)

ϕ(1)

(

I м( м(1) 1)

)

2

t − ϕ (1) d t = 2 sin ϕ (1) = ωω 22 π ϕ1 −

2 0, 2 8 I 2 s i n (14.41) = ϕ(1) . 1( ϕ 1) − При угле ϕ(1) ≥ π/3 ток на входе АИН на отдельных интервалах изменяет свое направление. Энергия от нагрузки возвращается в цепь источника. Если источник питания имеет одностороннюю про" водимость (выпрямитель), то на входе должен быть включен нако" питель энергии, например конденсатор С. Значение емкости С оп" ределяется допу допустимым стимым повышением напряжения на входе пΔ,Uвы" зываемым зарядом Δq, который вносится обратным током в кон" денсатор:

Uqп Δ=

1

Δ= qI

Δ / C;

4 3 π−ϕ(1)

∫

ωω 4

(

)

sin ωω t − ϕ(1) d t = м(1) м( 1)

(14.42) I м( м(1) 1)

1 − cos ϕ(1) − π 3

=

3π

=

2 I (1) 23 πff(1)

0, 22I 1c− os ϕ− (1)

ππ = (1)

()1

− os ϕ− 1c (1)

3

.(14.43)

После подстановки выражения (14.39) в формулу (14.38) полу" чим 0, 21I ()1 1c− os ϕ − π , C= (14.44) (1) 3 fU Δ (1)

п

где ΔUп = U max — максимальное допустимое превышение напряжения на кон" денсаторе, В.

Схемы АИН . Однофазные и трехфазные инверторы напряже" ния выполняются по мостовой схеме. Если они выполнены на од" нооперационных (незапираемых) тиристорах, то различаются толь" ко устройствами принудительной коммутации. Для запирания ти" ристоров, как и в импульсных преобразователях постоянного тока, применяются узлы принудительной конденсаторной коммутации (см. гл. 13). 221

Имеются следующие основные схемные решения устройства при" нудительной коммутации: независимые схемы коммутации тирис" торов каждого плеча силовой схемы (индивидуальная коммутация, рис. 14.11, а), схемы одновременного выключения всех тиристоров а

б

в

Рис. 14.11. Схемы АИН с различными способами принудительной конденса" торной коммутации: а — индивидуальная коммутация; б — общая коммутация; в — групповая (по" фазная) коммутация; VT VT1— 1—VT VT6 6 — главные тиристоры; VD VD1— 1—VD VD6 6 — обратные диоды; VT VT7— 7—VT VT12 12 — коммутирующие (дополнительные) тиристоры;к 1— C Cк6 — коммутирующие конденсаторы; Lк 1— Lк 6 — коммутирующие дроссели

222

в резуль результате тате размыкания цепи первичного источника питания (об" щая коммутация, рис. 14.11, б), схемы комбинированной коммутации отдельных групп тиристоров (групповая коммутация, рис. 14.11, в). Наибольшее применение находят схемы с групповой коммутацией. Среди них выделяют две подгруппы: схемы с комплементарной ком" мутацией, когда включение одного главного тиристора автомати" чески приводит к выключению предыдущего (рис. 14.12, а); схемы коммутации с помощью вспомогательного (коммутирующего) ти" ристора, включение которого вызывает запирание основного (глав" ного) тиристора (рис. 14.12, б, см. рис. 14.11, в). Выбор схемы АИН определяется рядом критериев, устанавли" вающих показатели по экономичности, качеству регулирования на" а

б

Рис. 14.12. Схемы АИН с групповой коммутацией: а — комплементарная коммутация; б — коммутация с помощью вспомогатель" ных (коммутирующих) тиристоров

223

пряжения и частоты, массогабаритным показателям и т.д. В тяго" вом электроприводе железнодорожного подвижного состава с асин" хронными двигателями трехфазного тока наибольшее применение находят АИН (рис. 14.12, в, см. рис. 14.11, в). Такие АИН обеспе" чивают возможность плавного регулирования выходного напряже" ния и частоты с использованием сложных алгоритмов переключе" ния ШИМ, имеют небольшие потери и приемлемые размеры и массу.. массу

14.3. Автономные инверторы тока Однофазный мостовой инвертор тока. Автономный инвертор тока (АИТ) представляет собой преобразователь энергии постоянного тока в энергию переменного тока, источник питания на входе которо" го обладает большим внутренним индуктивным сопротивлением, обеспечивающим постоянство потребляемого тока. Схема АИТ (рис. 14.13) включает в себя мост тиристоров VS VS1— 1—VS VS4, 4, RL RL""нагруз" ку,, конденсаторы C1, C2, отсекающие диоды VD ку VD1— 1—VD VD4 4 и схему уп" равления СУ. Коммутирующие конденсаторы выполняют функцию источников напряжения, прикладываемого в обратном направле" нии к тиристорам во время выключения, и обеспечивают обмен ре" активной энергией с катушкой индуктивности нагрузки. На интервале 0 < ωt ≤ π проводят ток тиристоры VS VS1 1 и VS VS2 2. То к нагрузки i н протекает в соответствии с направлением, указанным на рис. 14.13. Конденсаторы С1, С2 на этом интервале заряжаются так, что их левые обкладки положительны. Ток нагрузки постоянен, протекает по цепи VS VS1, 1, VD VD1, 1, нL, Rн , VD2, VS VS2 2 и равен току источни" ка I п = const, так как индуктивность L реактора велика. Напряже" di ние нагрузки в данном состоянии цепейuIнп== Rн , Lн н 0, на" dt пряжение на входе пu = u н = I п Rн . В момент ωt = ω1t включаются тиристоры VS VS3, 3, VS VS4 4 и под дей" ствием напряжения, созданного заряженными конденсаторами ука" занной полярности, происходит мгновенное переключение тока на" грузки с тиристоров VS VS1, 1, VS VS2 2 на тиристоры VS VS3, 3, VS VS4 4. К тиристорам VS1, VS VS2 2 прикладывается напряжение конденсаторовc U в обратном направлении. Происходит первая ступень коммутации, в резуль результа" та" те которой создаются условия для запирания тиристоров VS VS1, 1, VS VS2 2. Напряжение на входе изменяется до значенияп u= I п Rн – u c1 – u c2, 224

Рис. 14.13. Схема однофазного автономного инвертора тока с отсекающими диодами и временные диаграммы токов и напряжений

225

так как на интервале ω1t — ωt3 ток нагрузки замыкается по цепи VS3, C 1, VD VD1, 1, Lн , Rн , VD2, С 2, VS VS4 4. Напряжение на конденсаторах C1, С 2 на этом интервале изменяется линейно в процессе перезаря" да постоянным током iн = I п = const. В момент ω2t конденсаторы полностью разряжены, и обратное напряжение, прикладываемое к тиристорам VS VS1, 1, VS VS2, 2, равно нулю. Начиная с момента ω2t к тиристорам прикладывается прямое на" пряжение. Интервал ω1t — ω2t должен быть достаточным для вос" становления тиристорами запирающих свойств. В момент ωt3 конденсаторы оказываются заряженными током противоположной полярности. Напряжение в этот момент равно: uc(ωt3) = I п Rн . Дальнейшее повышение напряжения приводит к сме" щению отсекающих диодов VD VD3, 3, VD VD4 4 в прямом направлении, и на" чинается вторая ступень коммутации в инверторе, сопровождающа" яся изменением направления тока в цепи нагрузки. Цепь нагрузки оказывается подключенной параллельно перезаряженным током обратной полярности конденсатором. Ток источника пI перерасп" ределяется между нагрузкой и конденсаторами, дополнительно за" ряжая их и вызывая изменение направления токан . i При этом ток диодов VD VD3, 3, VD VD4 4 увеличивается до значения VD1, 1, п , Iа ток диодов VD VD2 уменьшается до нуля. Напряжение на входе инвертора возрас" тает и превышает значениепIRн. В момент ω4t коммутация инвертора полностью завершается. Далее процессы повторяются. Благодаря отсекающим диодам конденсаторы C1, C2 оказыва" ются «отделенными» от нагрузки на интервале между коммутация" ми и не участвуют в энергообменном процессе. На интервале ком" мутации происходит обмен энергией между нагрузкой и конденса" торами. Емкость конденсаторов должна быть достаточной для обес" печения необходимого времени на запирание тиристоров. Емкость конденсаторов также определяет значение напряжения, до которо" го заряжаются конденсаторы. Это напряжение не должно быть слишком высоким, чтобы параметры тиристоров инвертора не за" вышать по напряжению. В этой схеме внезапное изменение нагрузки или размыкание цепи вызывают высокие перенапряжения на входе инвертора. Для пре" дотвращения этого необходимо преду предусматривать сматривать специальную за" щиту.. Короткие замыкания в цепи нагрузки не представляют боль" щиту 226

шой опасности для тиристоров, так как ток ограничивается реакто" ром с большей индуктивностью. Трехфазный мостовой инвертор тока (рис. 14.14). Такие АИТ на" ходят применение в бесколлекторном тяговом электроприводе элек" троподвижного состава. Принципы устройства и работы трехфазного АИТ аналогичны рассмотренному выше однофазному АИТ АИТ.. Особенностью является лишь то, что в процессе коммутации конденсаторы С1, С3, С5 и С2, С4, С6 включены в контур тока в виде двух параллельных цепей (один конденсатор и два последовательных конденсатора). Напри" мер, при коммутации тока с VS VS1 1 на VS VS3 3 конденсатор С1 включен параллельно с конденсаторами С2 и С3, соединенными последова" тельно между собой. При этом ток источника пI распределяется по конденсаторам в соотношении ci1 = 2I п /3 и i c2 = i c3 = I п /3. В межкоммутационный интервал перед коммутацией тиристора VS1 в момент ωt = 2π/3 ток нагрузки проводят тиристоры VS VS1 1 и VS VS2 2 (рис. 14.15, а). Контур тока нагрузки замыкается через VS VS1, 1, VD VD1, 1, фазы а и b, VD VD2, 2, VS VS2 2. Конденсаторы C1, C5 заряжены полярностью, указанной на рис. 14.14 конденсатор С3 разряжен. Исследу Исследуем ем ком" мутацию от момента включения VS VS3 3 (ω t = ω t 1 на рис. 14.14). Кон" денсатор С1 после включения VS VS3 3 подключен параллельно VS VS1 1 и запирает его обратным напряжением. Ток нагрузки мгновенно переводится в цепь VS VS3 3 (см. рис. 14.15, б). Ток тиристора VS VS3 3 VS i 3 разделяется в отношениях 2/3 и 1/3 между конденсаторами С1 и С3, С5 (предполагаем С1 = С2 = С3) 3).. Посто" янным током 2Iп /3 разряжается линейно конденсатор С1 (интервал ωt1 = ωt2 на рис. 14.14). При этом через отсекающий диод VD VD3 3 ток не протекает до тех пор, пока напряжениеси1 не станет ниже значе" di ния I пR при L н = 0 . При дальнейшем снижении ис1 (I п R – и с1> dt > 0) потенциал анода VD VD3 3 становится положительным, диод от" крывается и его ток нарастает от нуля до значения п (Iсм. рис. 14.14, интервал ω2t = ωt4). Ток диода VD VD1 1 уменьшается от значенияп Iдо нуля. Сум Сумма ма токов VD i 1 и iVD3 равна постоянному току пI : iVD1 + i VD3 = = 3i с1/2 + I п – 3i с1/2 = I п (см. схему замещения для второй ступени коммутации, рис. 14.15, в). Коммутация закончится, когдаVD i 1 = 0, а iVD3 = I п (см. рис. 14.15, в). 227

228

229

Рис. 14.14. Схема трехфазного автономного инвертора тока с отсекающими диодами и временные диаграммы токов и напряжений

а

б

в

г

Рис. 14.15. Схемы замещения АИТ с отсекающими диодами при зависимой двухступенчатой междуфазной коммутацией: а — цепи до начала коммутации; б — на первой ступени коммутации; в — на второй ступени коммутации; г — цепи после коммутации

230

Коммутация проходит в две ступени: мгновенного переключе" ния тока в тиристорах и постепенного переключения тока в цепи нагрузки. Коммутирующий конденсатор должен иметь достаточную емкость, чтобы интервал ωqt = ωt3 – ωt1 (см. рис. 14.14), преду предусмот" смот" ренный для запирания тиристора, был больше, чем минимальный интервал ωqt min, необходимый для выключения тиристора данного типа. Напряжение, на которое заряжается коммутирующий кон" денсатор емкостью С по окончании коммутации, определяется значением тока Iп , индуктивностью и другими параметрами на" грузки. Расчетные соотношении для трехфазного АИТ с отсекающими ди, одами. Предположим, что началу отсчета ωt =2ω=t 0 (см. рис. 14.14) соответствует соответству ет момент момент,, когда напряжение на конденсаторе С1 c1 u= = I п R (начало второй ступени коммутации, см. рис. 14.15, в). Со" гласно второму закону Кирхгофа уравнение равновесия для замк" нутого контура имеет вид: di 3 333di utcc11() + u (0) + I пR − Ritc1() −−−L cc11 L Ritc1() =0 2 222 dt dt или t

1 t 23 I R − Ri − Cd∫ id cc 1п ω + 0

3L 1−

dic1

0, t =

(14.45)

так как uc1(0) = I пR. Приняв τ = L/R и τ 2 = CR CR,, начальное значение i c1(0) = 2/3I п и применив преобразование Лапласа, получим реше" ние для тока

11 pA p ++ 22 A 24 ττ11 = ⋅ = () ip I c1п 22 11 33 p2 ++ 1 + p+ ττ11p 3 τ 2 22 ττ11

⋅ I п, (14.46) A

22

A 11 = − где 23 2τ 1 ττ11 τ2

откуда

,

4τ1 42 LR 2 − −11= − = A= ω 2 0 32 R 3RC τ2

2 2

.

(14.47) 231

Постоянная А является мнимой частью комплексно сопряжен ных корней квадратного уравнения, стоящего в знаменателе перво го выражения (14.46). Для докритического затухания должно вы 2 > 0, т.е. полняться условие А

LL

τ1

3 , отк откуда уда R 43

2 . C RC τ2 Обратным преобразованием Лапласа выражения (14.46) получим 2

iIc1п

31 42

cos

AA t 2ττ11

1 sin t e AA 2

tt 22 ττ 11

1 e

sin

A t . (14.48) 2τ 1

После преобразований выражение для тока конденсатора имеет вид: ik c1

2I п 32

2 1 AL A

k

где

e

R 2L

sin A

R t L

2; 43 LC

R

(14.49)

,

(14.50)

2

(14.51) arctg Для момента t = 4t (см. рис. 14.14) ток перезаряда конденсато препятствует ет отсекаю ра C1 сi 1 = 0. Дальнейшему изменению тока препятству щий диод VD VD1 1 (см. рис. 14.15, в). С учетом направления тока это R At условие выполняется в равенстве (14.49) при π, где для 2L принятого начала отсчета t = кt, tк — временной интервал второй ступени коммутации: 2L arctg . (14.52) AR π Минимальное напряжение на конденсаторе (см. рис. 14.14) tA к

UR c1min

232

I п 11

2

A e

ππ arctg A AA

Iп

L R 2 e 3C

arctg A

.(14.53)

Максимальное напряжение на конденсаторе достигается при дву" кратном заряде конденсатора на одном периоде при коммутации VS VS3 3 и VS VS5 5. Его абсолютное значениеc1I min прямо пропорционально току источника и обратно пропорционально корню квадратному комму" тирующей емкости. Время Δt линейного снижения напряжения U до значения пIR (интервал Δω Δωtt на рис. 14.14) получим из уравнения (14.53): A 2е−

UIc1max − пR =I пR 1,+

откуда

π arctgA − A

21 = I п Δt 3 C

π−arctgA 3. C е− A

tL (14.54) Δ= Время, необходимое для запирания тиристора п (tна рис. 14.14, б tt − Δ I R интервал ωпt ), находим из соотношения пп , откуда tп = = tU п c1max = Δ− t/ 1

IR п Uc1max

.

После преобразований получено условие устойчивой коммута" ции тиристора: 3 tR С =+ п 2

π arctgA − 3,LC е− A

> tq

(14.55)

где tq — время выключения конкретного типа тиристора.

Общее время коммутации АИТ АИТ:: π−arctgA A

2a LA π− rctg (14.56) RA Время коммутации не зависит от значения токапI источника, а является сложной функцией параметров нагрузки и коммутирую" щих цепей. Максимальное превышение напряжения на нагрузке (пик) по сравнению с IпR достигается в момент времени t =k t(на рис. 14.14 момент ω4t ), когда ttи = Δ +tk =

Utнп

()k

3.LC е−

3 dic1 == L 23 dt

−I tt= k

+

L − е C

π− arctgA A .

(14.57) 233

Максимальное напряжение на входе АИТ L − е 3C

UIпm ax =+ п 2.R

π arctgA − A

(14.58)

При заданных параметрах схемы максимальное напряжение пря" мо пропорционально току источника. Напряжение, прикладываемое к диодам в обратном направлении, определяется алгебраической суммой линейного напряжения и на" пряжения на соответствующем конденсаторе. Максимальное зна" чение этого напряжения равно превышению напряжения, опреде" ляемому по формуле (14.57). А максимальное напряжение, прикла" дываемое к тиристорам в прямом направлении, равно максималь" ному линейному напряжению и может быть рассчитано по формуле (14.58). Эффективные токи тиристоров, диодов и нагрузки соответствен" но I VT =

IIVD =

IIнп=

п

Iп 3

;

(14.59)

t 1 1;− и 3 T

(14.60)

t 2 1,− и 3 T

(14.61)

где Т — период изменения тока нагрузки.

Максимальная частота АИТ max f = 1/T min ограничена и значи" тельно меньше, чем у АИН. Это определяется продолжительным временем коммутации кt, которое в основном зависит от значитель" ной емкости коммутирующих конденсаторов. Вследствие этого в АИТ трудно получить широтное или широтно"импульсное регули" рование выходного тока. Для АИТ возможно только амплитудное регулирование входного тока. Пример 14.2. Определить параметры схемы трехфазного АИТ с отсекающими диодами и зависимой между междуфазной фазной коммутацией при – 3 работе на RL RL""нагрузку нагрузку,, R = 0,5 Ом, L = 10 Гн, ток источника пита" 234

ния (входной ток инвертора) Iп = 1000 А. Частота выходного тока f = 50 Гц. Наибольшее значение емкости коммутирующего конденсатора по условию затуханияC

10 3

44 L 33 R

22

5, 55 10 3 Ф. Примем С =

0,5

= 500 мкФ. Тогда 44 L 22 33RC

A

10 3

1

0,5 0, 5 500 10 6

1

10,,66 1 3,1. 10

При этом время, необходимое для запирания тиристоров,

33 tR С п 22

30 LC е 31 0

36

π arctgA A

5001 0 е

375 10 66 1200 10 е Общее время коммутации 3 Cе

tL и 31 0

36

π arctgA A

500 10 е

, 5 500 106 3,14 1,26 3,1 3, 1 0,61

2a LA π RA

3,14 2,16 3,1 3, 1

1027 мкс.

rctg

21 0 3 3,14 2,16 0,5 0, 5 3,1

6841 0 63 2, 441 0 3088 мкс. Максимальная допу допустимая стимая частота АИТ f max

11 6t и 6 3088 10 6

53,, 9 Гц 53 Гц..

Максимальное импульсное напряжение на входе инвертора

UIпm ax

п

21 R

L е 3C

π arctgA A

10

000 2 0,5

3

35 00 10

6

е

3,14 2,16 3,1 3, 1

1000 1,0 0,44 1440 В.

235

Снизим емкость коммутирующего конденсатора и примем С = = 100 мкФ. Тогда

41 0−3 ⋅ 26 −17= ,1; A= 3 0, 0,5 5 ⋅⋅ 100 10− 3 63 6 = ⋅ ⋅ ⋅ tе 0 , 5 500 10 −− + 3⋅10 ⋅100⋅ 10 − п 2

−

3,14 1,26 − 3,1 3, 1

=

= 0, 0331 ⋅ 0−−33+ 0, 431 ⋅ 0 = 463 мкc, 21⋅−0−3 3,14 1, 45 = t и = 0, 43⋅10− + 0,5 0, 5 7, 3 7,3 3

33 = 0, 43⋅10−− + 3,16⋅ 10 = 3590 мкс; 1 fmax == 46,,4 Гц. 46 6 ⋅⋅ 3590 10−6

Uепm ax = 1000 2⋅ 0,5+

10−3 ⋅⋅ 00 10− 31

− 6

3,14 2,16 − 3,1 3, 1

= 1000+ 1440= 2440 В.

Уменьшение значения емкости коммутирующего конденсатора в 5 раз привело к росту перенапряжения на конденсаторах в 3 раза. При этом изменилось время на выключение тиристоров. При вы" боре емкости следу следует ет учитывать характеристики используемых ти" ристоров и конденсаторов по общим показателям наименьших зат" рат.. рат Схемы трехфазных АИТ АИТ.. Рассмотренная выше схема трехфазно" го АИТ является наиболее простой и широко применяемой. Одна" ко ей присущи некоторые недостатки, главными из них являются: значительное время коммутации вследствие затягивания перезаря" да коммутирующих конденсаторов; высокие перенапряжения на тиристорах, дополнительные потери в отсекающих диодах. Имеют" ся другие схемы АИТ (см. рис. 14.16). Существу Существует ет достаточно боль" шая группа схем АИТ с двухступенчатой коммутацией, например схема Саба"Каганова (рис. 14.16, а). Отличительная особенность схем с двухступенчатой коммутацией состоит в том, что коммута" ция осуществляется в две ступени: на первой ступени ток с основ" ного тиристора (VS VS1— 1—VS VS6) 6) переводится с помощью предваритель" 236

а

б

Рис. 14.16 (начало). Схемы трехфазных АИТ АИТ:: а — схема Саба"Каганова; б — с ускоренным перезарядом;

237

в

г

Рис. 14.16 (окончание): в — с групповыми устройствами коммутации; г — с одноступенчатой коммутацией Ю.Г Ю.Г.. Толстова

238

но заряженного конденсатора С на вспомогательный тиристор (VS VS7, 7, VS8); на второй ступени с вспомогательного тиристора — на оче" редной основной тиристор. Эта схема обладает двумя недостатка" ми: для ее реализации требу требуется ется трансформатор Т с выведенной ну" левой точкой; коммутация тока из"за наличия индуктивности на" грузки и трансформатора длительна. Возможна схема без трансфор" матора. В этом случае между парой вспомогательных тиристоров и каждой фазой включается отдельный конденсатор.

14.4. Применение автономных инверторов в тяговом электроприводе с асинхронными и синхронными двигателями трехфазного тока Схемы современного электроподвижного состава с автономными инверторами и асинхронными двигателями. Двухсекционный элект" ровоз ВЛ ВЛ80А 80А с осевой формулой 2(2 кВт,, кон" 0"20) мощностью 9600 кВт струкционной скоростью 110 км/ч, силой тяги в часовом режиме 447 кН, скоростью 72 км/ч (рис. 14.17) был первым магистральным локомотивом с бесколлекторным приводом (Россия). Каждая секция электровоза оборудована четырьмя асинхронны" ми тяговыми двигателями (АТД) мощностью 1200 кВт каждый. Два двигателя одной двухосной тележки получают питание от преобра" зователя частоты, состоящего из выпрямителя, LC LC""фильтра в кон" туре постоянного тока и двух автономных инверторов напряжения. Частота тока статора АТД задается системой управления инверто" ром с обратной связью по частоте вращения ротора и заданной час" тоте тока ротора: 1f = fвр = f 2. Напряжение статорной цепи U1 регу" лируется лиру ется примерно пропорционально частоте (1U/f 1 = const) посред" ством переключения числа витков вторичной обмотки трансфор" матора с помощью электрического группового контактора (ЭКГ) и плавного межступенчатого регулирования посредством тиристорных ветвей выпрямительных установок. Схема ВИП электровоза ВЛ ВЛ80А 80А представляет собой трехфазную схему с общим на три фазы устройством принудительной конден" саторной коммутации, амплитудным способом регулирования на" пряжения и устройством заряда конденсаторов от отдельной вто" ричной обмотки трансформатора напряжением 900 В. Это устрой" ство позволяет сохранять коммутирующую способность инвертора при больших пу пусковых сковых токах и низком входном напряжении U d. 239

240

241

ВЛ80А: 80А: Рис. 14.17. Схема одной секции электровоза 2(2 0"2 0) ВЛ ГВ — главный выключатель; Т — тяговый трансформатор ОЦР ОЦР5600/25 5600/25 (мощностью 5600 кВА, 2 =U2060 В; I2 = 2400 А); ВИУ"2 ВИУ" 2×1200 — выпрямительно"инверторная установка (преобразователь частоты с промежуточным контуром по" стоянного тока); АИН АИН1" 1"АИН АИН4 4 — автономные инверторы напряжения (мощностью 1200 кВт кВт,, U 1 = 0+1450 В, f1 = 0,5 + + 140 Гц, Ud = 0 + 1870 В); I, II, III, IV — асинхронные тяговые двигатели (АТД) НБ НБ602 602 (P = 1200 кВт кВт,, Uф = 750 В, = 1 Г ц, М = 8250 Нм, η = 0,94, μ = 4,4, m = 3900 кг, кг , n = 1410 об/мин, = 680 А, cos ϕ = 0,835, f Iф 1ном = 94 Гц, f2ном f , f2, f1 — мГ,, I н = 1850 А); ДС — датчик скорости; рот 2р = 8); СР СР1, 1, СР СР2 2 — сглаживающие реакторы РС РС32 32 н(L= 4 мГ соответственно частоты вращения ротора, тока в роторе, тока в статоре; СУ — схема управления; КМ — контроллер 1—Р Р6 — разъеди" машиниста; КЗ — короткозамыкатели; L1, L2 — дроссели; фC1—Cф2 — конденсаторы фильтра; Р1— нители; ЭКГ — групповой переключатель

Конструктивно ВИП выполнен в виде шкафов с главными и ком" мутирующими тиристорами и обратными диодами, имеющими воз" душное охлаждение. Первые образцы АИН для опытного электро" подвижного состава выполнялись на тиристорах с невысоким пре" дельным током и низкого класса по напряжению, что требовало применять сложные схемы группового включения тиристоров. Это значительно снижало надежность АИН и технико"экономические показатели. Масса и размеры устройств принудительной конденса" торной коммутации были не менее массогабаритных показателей силовых тиристорных шкафов. По мере усовершенствования сило" вых тиристоров разработчики стремились сделать АИН с одним ти" ристором в плече. Появление запираемых тиристоров (GT GTO) O) на предельные токи до 3 кА 45" 45"го го класса позволило совершить качественный скачок в создании АИН для электроподвижного состава, применить схему с одним тиристором в плече и отказаться от устройств принудитель" ной конденсаторной коммутации. Это позволило существенно улуч" шить все показатели асинхронного тягового привода. Конфигура" ция высокоскоростного поезда ICE (Inter City Express) (рис. 14.18) может перестраиваться в резуль результате тате изменения числа прицепных вагонов. В голове и хвосте поезда включается электровоз. Общая мощность двух электровозов в поезде 9600 кВт кВт,, максимальная ско" рость движения 250 км/ч. Масса шкафа одного ПЧ 3500 кг кг,, объем 3 6м. На базе рассмотренной концепции преобразовательной техники с АИН, обладающей высокой гибкостью реализации конкретного типа электроподвижного состава, созданы образцы многосистем" ного электрического подвижного состава на две, три и более систе" мы тока в тяговой сети. Особенно важным для российских желез" ных дорог является создание электроподвижного состава с АТД на две системы тока: однофазного переменного тока напряжением 25 кВ, 50 Гц (или 15 кВ, 16 2/3 Гц) и постоянного тока 3 кВ. Двухсистемный электровоз серии 1822 Австрийских федераль" ных железных дорог (рис. 14.19) предназначен для выполнения пе" ревозок в тяжелых условиях горных альпийских участков железных дорог.. Он имеет следующие технические данные: мощность в тяго" дорог вом режиме и в режиме рекуперативного торможения 4400 кВт кВт,, кон" струкционную скорость 140 км/ч, напряжение промежуточного кон" 242

а

Рис. 14.18 (начало). Схемы электровоза (а) высокоскоростного поезда IСЕ c АТД и преобразователями частоты на GTO"тиристорах и преобразователя (б) частоты на GTO"тиристорах на ток 3500 А напряжением 4500 В: ВВ — высоковоль высоковольтный тный выключатель; Т — тяговый трансформатор; ПЧ ПЧ1, 1, ПЧ ПЧ2 2— преобразователь частоты; СД — сглаживающий дроссель; Р1— 1—Р Р4 — разъедини" тели; 4QS QS1—4 1—4QS QS4 4 — четырехквадрантные преобразователи; С1, Сф2, 1, Сф2 — конденсаторы фильтра; L1, 1,L L2 — дроссели; АИН АИН1, 1, АИН АИН2 2 — автономные инвер" торы напряжения; Lд1— Lд4 — дроссели тяговых двигателей; I—IV — асинхрон" ные тяговые двигатели; ВПЧ ВПЧ1— 1—ВПЧ ВПЧ3 3 — преобразователи частоты вспомогатель" ных потребителей электровоза

243

244 б

Рис. 14.18 (окончание)

Рис. 14.19. Схема силовых цепей двухсистемного электровоза серии 1822 железных дорог Австрии: 1а, 1б — главные выключатели для работы на переменном и постоянном токе; 2 — системный переключатель; 3 — тяговый (преобразовательный) трансфор" матор; 4 — четырехквадрантный преобразователь; 5 — входной дроссель; 6 — резонансный контур; 7 — конденсаторы филь фильтра; тра; 8 — тормозные резисторы; 9 — автономные инверторы напряжения с ШИМ; 10 — АТ АТД Д М1" 1"М М4; 11 — сис" тема отопления поезда; 12 — автономный инвертор бортовой сети

тура постоянного тока 3500 В. Преобразователь частоты состоит из входных преобразователей 4QS QS,, промежуточного контура постоян" ного тока и автономных инверторов напряжения с ШИМ. Особен" ностью является применение трехточечной схемы, которая харак" теризуется теризу ется тем, что в промежуточной цепи доступна средняя точка. Благодаря этому можно реализовать схему последовательного со" 245

единения двух GT GTO O тиристоров 45" 45"го го класса и обеспечить надеж" ную работу АИН при питании от контактной сети постоянного тока с максимальным напряжением 4,2 кВ. Схемы скоростного и высокоскоростного состава с автономными инверторами и асинхронными двигателями. Высокоскоростной элек" тропоезд VelaroRus (торговая марка «Сапсан»), поставляемый кон" церном Siemens AG для Российских железных дорог дорог,, спроектиро" ван и изготовлен на платформе проекта Velaro, разработанной для испанских железных дорог и примененной при поставке высоко" скоростных электропоездов для Китая. Электропоезд системы постоянного тока ЭВС ЭВС1 1 и двухсистемный электропоезд постоян" ного и переменного тока ЭВС ЭВС2 2 предназначен для эксплуатации на линиях Санкт"Петербург—Москва и Москва—Нижний Новгород (рис. 14.20).

Рис. 14.20. Высокоскоростной электропоезд «Сапсан». Общий вид поезда

Основная составность 10" 10"вагонного вагонного электропоезда с конструкци" онной скоростью 250 км/ч, массой 656 т и числом мест для 604 пасса" жиров: системы постоянного тока ЭВС ЭВС1 1 — ГМ + Пт Пт3 3 + П + М + ПБ + + ПББ + М + П + Пт Пт3 3 + ГМ; двухсистемного ЭВС ЭВС2 2 — ГМ + Пт Пт3 3 + Пт Пт25 25 + М + ПБ + ПББ + + М + Пт Пт25 25 + Пт Пт3 3 + ГМ, где ГМ — головной моторный вагон с тяговым преобразователем; Пт3 Пт 3 — прицепной вагон с токоприемниками постоянного тока 3 кВ; П — средний вагон с преобразователем собственных нужд (ПСН);

246

Рис. 14.21. Тяговый асинхронный двигатель модели 1ТВ2019, обеспечивает силу тяги на ободе колеса при пу пуске ске 20,5 кН, имеет принудительное воздушное охлаждение: 1 — датчик частоты вращения ротора (холла); 2 — передний подшипниковый щип; 3 — литой корпу корпусс статора; 4 — магнитное ярмо статора; 5 — магнитное ярмо ротора; 6 — подводящие высоковоль высоковольтные тные кабели (фазы А, В, С); 7 — коннектор присоединения патрубка принудительной воздушной вентиляции; 8 — вал ротора; 9 — упорная шайба; 10 — обмотка статора; 11 — фиксатор лобовых вылетов обмотки; 12 — задний подшипниковый щип; 13 — выход ох" лаждающего воздуха; 14 — задний шариковый подшипник; 15 — зубчатая муф муф"" та; 16 — канал отработанной смазки; 17 — лабиринтное уплотнение; 18 — тор" цевое коротко замыкающее кольцо; 19 — вентиляционное отверстие; 20 — ла" биринтное уплотнение; 21 — передний радиальный роликовый подшипник; 22 — болт крепления датчика; 23 — зубчатое колесо датчика частоты враще" ния; 24 — крышка зубчатого колеса; 25 — место подключения кабеля

247

Пт 25 — прицепной вагон с токоприемником переменного тока 25 кВ, Пт25 трансформатором и преобразователем собственных нужд (ПСН); М — моторный вагон с тяговым преобразователем; ПБ — прицепной вагон с аккумуляторной батареей; ПББ — прицепной вагон"бистро с аккумуляторной батареей).

Длина поезда 250 м, тяговая мощность на ободе колеса 8000 кВт кВт,, число асинхронных тяговых двигателей длительной мощностью 500 кВт и максимальной мощностью 513 кВт — 16 двигателей, по четыре на моторный вагон. На рис. 14.21 показана конструкция тя" гового асинхронного двигателя (ТАД) поезда VelaroRus. Линейное напряжение статора 2800 В, ток 121 А, расчетная частота 137 Гц, рас" –1 (для 250 км/ч), класс нагревос" четное число оборотов 4100 мин тойкости 200, масса двигателя в сборе 790 кг кг,, воздушный зазор меж" ду статором и ротором 1,8 мм, диаметр расточки статора 315 мм, длина пакета железа статора 295 мм. Статорные обмотки соедине" ны в звезду для лучшего сопряжения с автономным инвертором тя" гового преобразователя. На рис. 14.22 показана упрощенная схема силовых цепей мотор" ного вагона ЭВС ЭВС1. 1. Четыре тяговых асинхронных двигателя (ТАД) моторного вагона подключены параллельно к одному тяговому ав" тономному инвертору (АИН) с широтноимпульсной модуляцией (ШИМ). В этом случае для обеспечения равномерности распреде" ления силы тяги между четырьмя двигателями с жесткой характе"

Рис. 14.22. Схема силовых цепей моторного вагона ЭВС ЭВС1: 1: L ф — дроссель; С ф — конденсатор входного фильтра; ИР — импульсный регу" лятор; — тормозной резистор; АИН — трехфазный автономный инвертор с ШИМ; ТАД АД1— 1—Т ТАД АД4 4 — тяговые асинхронные двигатели

248

ристикой разница диаметров колесных пар в одном вагоне не долж" на превышать 5 мм. Частота вращения ротора ТАД определяется известным соотно" шением: 60 f1 nn 11 S S, (14.62) 21= () − = 2p () − где S — скольжение ротора (отношение отставания скорости вращения ро" тора n2 от частоты вращения магнитного поля статора1); n f 1 — частота тока статора; 2р — число пар полюсов ТАД.

14.5. Перспективные системы электрической тяги с использованием технологий тиристорных и транзисторных преобразователей с автономными инверторами Современные железные дороги электрифицируются в основном на однофазном токе напряжением 25 кВ частотой 50 Гц. Использу" ется также усиленная система напряжением 2×25 кВ частотой 50 Гц. Преимущественное применение системы однофазного тока обу буслов" слов" лено тем, что электрические железные дороги постоянного тока из" за низкого напряжения в тяговой сети (3000 В) снижают показатели пропускной пропу скной и провозной способностей железных дорог дорог.. Для них возрастает расход цветных металлов (большое сечение контактной подвески), применяется частое расположение тяговых подстанций с расстояниями между ними до 8—10 км, необходимо обеспечивать устойчивый токосъем при больших токах, что при высоких скорос" тях выполнить трудно. Альтернативное Аль тернативное решение электроснабжения поездов однофазным током также не лишено недостатков: отрицательное влияние на пи" тающую энергосистему из"за несимметричности нагрузки и на смеж" ные электротехнические устройства из"за наведенных ЭДС, значи" тельные потери напряжения в тяговой сети и др. Эффективнее при" менять электрическую тягу постоянного тока высокого напряжения, в том числе 12, 18, 24 кВ в контактной сети. Реализация системы электроснабжения постоянного тока напряжением до 24 кВ не вы" зывает технических трудностей. Принципиально новым является создание электроподвижного состава постоянного тока высокого 249

Рис. 14.23. Схема системы электрической тяги постоянного тока напряжени" ем в контактной сети 24 кВ и многосистемным ЭПС с АТД и преобразователями модульной концепции на GТ GТО"тиристорах: О"тиристорах: ТП1, ТП 1, ТП ТП2 2 — тяговые подстанции; ПБСМ ПБСМ95+ 95+БрФ БрФ150 150 — контактная подвеска из биметаллического несущего троса и бронзового контактного провода; ВВ — высоковоль высоковольтный тный выключатель; СД — сглаживающий дроссель; АИН АИН1— 1— АИН6 АИН 6 — автономные инверторы напряжения входные; Т1— 1—Т Т3 — тяговые трансформаторы; 4QS1—4 1—4Q QS4 — четырехквадрантные преобразователи; АИН — автономный инвертор напряжения выходной

250

Рис. 14.24. Схема системы распределенного электроснабжения постоянного тока напряжением 3 кВ в контактной сети с продольной линией постоянного тока 24—36 кВ и автоматическими преобразовательными пунктами питания: ТП1, ТП 1, ТП ТП2 2 — тяговые подстанции; ВВ — высоковоль высоковольтный тный выключатель; ПП ПП1— 1— ПП2— ПП 2—ППN ППN — автоматические преобразовательные пункты питания; СД — сгла" живающий дроссель; АИН АИН1— 1—АИН АИН3 3 — автономные инверторы напряжения; Т — понижающий преобразовательный трансформатор; В1, В2 — трехфазные мостовые выпрямители, соединенные по 12" 12"пульсовой пульсовой схеме;ф,СL ф — элементы сглаживающего филь фильтра; тра; КС — контактная сеть постоянного тока напряжени" ем 3 кВ; Р — рельсы; ЭПС — электроподвижной состав постоянного тока 3 кВ

251

напряжения. Такие эксперименты были проведены в нашей стране в 70" 70"хх годах при напряжении в контактной сети 6 кВ. Однако они были приостановлены в связи с отсутствием в то время необходи" мых средств преобразовательной техники. Современные силовые полупроводниковые приборы и новые схе" мотехнические решения позволяют создавать электроподвижной состав постоянного тока на напряжения до 24 кВ. Система преоб" разования электроэнергии постоянного тока высокого напряжения в энергию трехфазного тока для питания ТАД на электроподвиж" ном составе (рис. 14.23) позволяет на современной элементной базе создать универсальный электроподвижной состав для новой систе" мы электроснабжения. При этом эффективные решения могут быть реализованы на основе типовых преобразовательных модулей, вы" полненных на запираемых (GT GTO) O) тиристорах или силовых (IGBT) транзисторах. Существует Существу ет также технология с применением распределенной системы электроснабжения постоянного тока с продольной питаю" щей линией напряжением 24–36 кВ, проложенной между подстан" циями на опорах контактной сети (рис. 14.24). От продольной ли" нии постоянного тока с помощью автоматических пунктов питания напряжением 24/3 кВ получает питание контактная сеть. Такая распределенная система электроснабжения постоянного тока 3 кВ для обычных (не высокоскоростных) линий обеспечивает высокие показатели по экономичности и надежности, и позволяет снять ограничения по устройствам электроснабжения, расширяет использование установленных энергетических мощностей электри" ческой железной дороги, присоединенных к системе внешнего элек" троснабжения.

Глава 15. ПРЕОБРА ПРЕОБРАЗО ЗОВА ВАТЕЛИ ТЕЛИ ПЕРЕМЕНН ПЕРЕМЕННО О ПЕРЕМЕННОГ ПЕРЕМЕННО ГО ТОКА 15.1. Назначение и классификация преобразователей переменного тока в переменный ток Применение преобразователей частоты в электроэнергетике и в си стеме электрической тяги. Полупроводниковые преобразователи пе ременного тока одних параметров (число фаз, напряжение, часто та) в переменный ток других параметров служат служат,, главным образом, для преобразования энергии однофазного или многофазного тока одной частоты в энергию однофазного или многофазного тока дру гой частоты, в большинстве случаев регулиру регулируемой емой частоты. Такие пре образователи называются преобразователями частоты и служат служат,, как правило, для питания двигателей трехфазного тока с регулиру регулируемой емой частотой вращения вала. При питании частотнорегулиру частотнорегулируемых емых двига телей одновременно с регулированием частоты производится согла сованное изменение напряжения. Поэтому преобразователи частоты являются в сущности преобразователями частоты и напряжения. В ряде случаев требу требуется ется регулирование лишь напряжения при постоянной частоте. Такие преобразователи могут служить регуля торами напряжения. Простейшие регуляторы напряжения используются в качестве бесконтактных коммутаторов, применяемых вместо выключателей и переключателей в цепях однофазного и трехфазного тока. Особую группу преобразователей переменного тока составляют компенсаторы реактивной мощности. Полупроводниковые преобразователи частоты применяются на современном электроподвижном составе и в автономных локомо тивах с тяговыми двигателями трехфазного тока для преобразова ния электрической энергии, получаемой из тяговой сети или от соб ственной энергетической установки, в энергию трехфазного тока регулируемой регулиру емой частоты и регулируемого напряжения. В устройствах электроснабжения электрических железных дорог преобразователи частоты находят применение в системе электрической тяги одно фазного тока пониженной частоты (Германия, Австрия) для преоб разования трехфазного тока частотой 50 Гц в однофазный перемен ный ток 162/ 3 Гц . 253

Классификация преобразователей переменнопеременного тока. Все виды преобразователей переменнопеременного тока по функцио нальному назначению разделяются на регуляторы напряжения, пре образователи частоты, коммутаторы (выключатели) и регуляторы реактивной энергии. По числу фаз различают трехфазнооднофаз ные, трехфазнотрехфазные, однофазнооднофазные и однофазно трехфазные преобразователи. Преобразователи частоты могут быть реализованы по схеме с промежуточным контуром постоянного тока и без промежуточного контура постоянного тока в виде схемы с непосредственной связью входной и выходной цепей переменного тока посредством группы полупроводниковых приборов. Общая классификация преобразо вателей приведена на рис. 15.1.

Рис. 15.1. Структурная схема классификации полупроводниковых преобразователей переменного тока в переменный ток

254

Преобразователи с промежуточным контуром постоянного тока представляют собой сложные двухступенчатые преобразователи, включающие входной преобразователь в виде управляемого или не управляемого выпрямителя, промежуточного звена с филь фильтром тром и выходного преобразователя в виде автономного инвертора напря жения или тока. В зависимости от типа автономного инвертора кон тур постоянного тока выполняется как звено, обеспечивающее по стоянное напряжение (обычно С или LC филь фильтр), тр), либо как звено, поддерживающее постоянство тока (филь фильтр тр в виде реактора со зна чительной индуктивностью). Такие преобразователи находят при менение на современных электровозах и электропоездах перемен ного тока с асинхронными и синхронными тяговыми двигателями трехфазного тока, а также на тепловозах. Непосредственные преобразователи, обеспечивающие связь двух сетей (цепей) могут выполняться по схемам, в которых в процессе преобразования частоты и напряжения выключение управляемых полупроводниковых приборов в необходимые моменты времени осуществляется за счет приложения к приборам ЭДС сети в обрат ном направлении, как это достигается в выпрямителях с сетевой коммутацией. Вместо ЭДС питающей сети роль коммутирующей ЭДС может выполнять ЭДС нагрузки, например, вращающейся пе ревозбужденной синхронной машины. Возможно совместное ис пользование в качестве источников коммутирующей ЭДС питаю щей сети и цепи нагрузки (комбинированная естественная комму тация). Наиболее простыми и распространенными в электроэнергетике являются непосредственные преобразователи с сетевой коммутаци ей. Среди них важную роль играют непосредственные преобразова тели частоты (НПЧ), которые в иностранной литературе называют ся циклоконверторами. НПЧ имеют недостатки, связанные с труд ностями плавного регулирования частоты, что ограничивает их при менение в тяговом электроприводе. Частота на выходе НПЧ может изменяться дискретно, а максимальное ее значение практически не может быть выше одной трети частоты питающей сети. С целью устранения указанных недостатков в непосредственных преобразователях однооперационные тиристоры применяют с уст ройствами принудительной коммутации, либо используют запира емые тиристоры или силовые транзисторы. Такие непосредствен 255

ные преобразователи с иску искусственной сственной (принудительной) коммута цией часто выполняются по схеме с неявным внутренним контуром постоянного тока. Они по сложности сравнимы с преобразователя ми с промежуточным контуром постоянного тока.

15.2. Регу Регуляторы ляторы напряжения и коммута коммутаторы торы Полупроводниковые устройства, заменяющие трансформаторы и контактную переключающую аппаратуру аппаратуру,, а в ряде случаев расши ряющие ее возможные функции, обычно относят к электронным аппаратам. Основным назначением регуляторов является плавное измене ние эффективного значения напряжения на нагрузке. На рис. 15.2 приведена схема и временные диаграммы напряжений и токов од нофазного тиристорного регулятора. При изменении угла управле ния α напряжение на нагрузке также изменяется. аб

Рис. 15.2. Схема однофазного тиристорного регулятора и временные диаграммы

256

При резистивной (активной) нагрузке среднее значение напря жения за половину периода равно: UU н, ср

12π == ∫ 2s inωω td t ππ α

U

()1 + cosα

.

(15.1)

Эффективное напряжение, прикладываемое к нагрузке: UU н, эф ==

12π

∫ () 2s

ππ α

2

inωω t d t

2U

(πα − ) + sin 2α . (15.2) 4

В этой схеме с RL нагрузкой ток продолжает протекать через ти ристор, выходящий из работы, на интервале угла δ под действием ЭДС самоиндукции цепи нагрузки. Аналитическое выражение для определения тока тиристора имеет вид:

itVS =

− 2Ut sin(ωα− ϕ) − sin( − ϕ) exp αω Zн tgϕ

,

(15.3)

где ϕ ≤ ωt (ϕ + π);

ZR =+ н

22

()ωL ;

ωL ϕ= arctg R .

Если угол управления α меньше угла ϕ, то в цепи нагрузки будет протекать непрерывный ток. При этом на тиристоры необходимо подавать сигнал управления длительностью π — α, потому что пе реход тока через нуль будет происходить после момента подачи сиг нала управления на очередной тиристор. На рис. 15.3 приведен однофазный регулятор на симметрич ном тиристоре с позиционным регулированием. Позиционные ре гуляторы можно применять в устройствах, в которых гармони ческий состав напряжения нагрузки не имеет значения, напри мер в тиристорных регуляторах системы отопления. Включение и выключение симметричного тиристора происходит в начале и в конце полупериода питающего напряжения в бестоковую па пауу зу.. Число полупериодов напряжения, прикладываемого к нагруз зу ке, изменяется от одного до N полупериодов, укладывающихся в интервал ωТр. При этом напряжение и мощность на выходе регу лятора равны: 257

UU нн

nU ,P NR

2

n , N

(15.4)

где U — эффективное напряжение источника; n, N — соответственно количество полупериодов включенного состояния тиристора на интервале вкл t и количество полупериодов, укладывающихся в интервал Тр.

Рис. 15.3. Схема тиристорного регулятора с позиционным управлением на симметричном тиристоре и временные диаграммы напряжений

Позиционный регулятор может быть использован как бесконтак$ тный выключатель. На рис. 15.4 приведен трехфазный тиристорный регулятор на$ пряжения при работе на резисторную нагрузку нагрузку.. Схема регулятора работает с двумя одновременно проводящими тиристорами. При этом можно выделить две характерные зоны регу$ лирования: с непрерывным напряжением на нагрузке ( /6 /2, см. рис. 15.4, г) и с прерывистым напряжением ( /2 5 /6, см. рис. 15.4, д). В первой зоне в каждый момент времени ток протека$ ет по двум фазным нагрузкам, находящимся в последовательной цепи линейного напряжения, максимального по модулю в момент включения очередного тиристора. Например, на интервале /3 t 2 /3 для = /3 при подаче сигналов управления на VS VS1 1 и VS VS6 6 258

аб

Рис. 15.4. Схема трехфазного тиристорного регулятора напряжения (а) и вре менные диаграммы фазного напряжения источника (б), токов в цепях уп равления тиристоров (в), напряжения на резистивной нагрузке фазы а при α 1 = π/3 ( г) и α 2 = 2π/3 (д ( д)

259

в момент t = /3 максимальным является линейное напряжение uab. Поэтому ток замыкается по цепи резисторов aRи Rb через тирис торы VS VS1 1 и VS VS6. 6. К резисторам aRи Rb приложено по половине ли нейного напряжения uab, uRa = u ab/2 = u a и uRb = –u ab/2 = u b. Да также приложено лее на рассматриваемом интервале напряжение ab u к резисторам Ra и Rb. В момент t = 2 /3 при подаче сигналов уп равления на тиристоры VS VS1 1 и VS VS2 2 максимальным является линейное напряжение uac, и цепь тока замыкается через резисторыaRи Rc. Во второй зоне регулирования напряжение на нагрузке в тече ние одного полупериода является прерывистым. Поэтому в этой зоне регулирования на тиристоры необходимо подавать сдвоенные им пульсы управления с интервалом /3, либо сигналы управления дли тельностью более /3. Эффективное значение фазного напряжения на нагрузке можно определить по выражению: 1

UdфR

∫∫

π

где uab = U млsin( t +

U фR

απ /3

Uл 22

uu ab 22

22

α 2 π/3

t ωω

/3), uac = U млsin( t +

πα sin 2

d t ,

(15.5)

π/3

αα

1

ac

/2).

3 cos 2α

sin2 α

5π / 6 . (15.6)

π Максимальное значение фазного напряжения будет при = /6. Его значение согласно формуле (15.6) равнофU R( = 0) = 0,44, Uл = = 0,76Uф. Выражение для UфR для второй зоны регулирования предлагает ся получить самостоятельно. Работа регулятора на активноиндуктивную нагрузку имеет осо бенности в формировании напряжения нагрузки, обу обусловленные словленные коммутацией тиристоров на некотором конечном интервале, на ко тором одновременно проводят ток три тиристора. Кроме рассмотренной схемы трехфазного регулятора, имеется несколько других вариантов включения тиристоров: соединение в треугольник, в открытую звезду с шестью тиристорами, в открытую звезду с тремя тиристорами. 260

15.3. Непосредственные преобразователи частоты с естественной коммутацией Рассмотрим принцип формирования выходного напряжения на примере однофазнооднофазного НПЧ с естественной коммутаци ей (рис. 15.5). Примем следующие допущения: трансформатор и ти ристоры идеальные, нагрузка резистивная. В схеме НПЧ имеется два встречно включенных тиристорных моста: прямой (VS VS1— 1—VS VS4) 4) и обратный (VS VS5— 5—VS VS8). 8). На интервале трех периодов напряжение вторичной обмотки трансформатора через тиристоры VS VS1— 1—VS VS4 4 первого выпрямительно го моста прикладывается к резистору R в прямом направлении (см. рис. 15.5, а). При этом сигналы управленияGVS i 1—iGVS4 подаются от схемы управления СУ с некоторым углом управления (рис. 15.5 15.5,, б). Этот угол может быть постоянным или изменяться по какомулибо закону на рассматриваемом интервале работы VS VS1— 1—VS VS4, 4, например, по закону сину синуса, са, как показано на рис. 15.5, б. Задание угла обеспе чивает регулирование эффективного значения напряжения и соот ветствующую модуляцию напряжения и тока нагрузки. На следующем интервале трех периодов напряжение вторичной обмотки трансформатора с помощью второго, встречно включен ного, управляемого выпрямителя (тиристоры VS VS5— 5—VS VS8) 8) приклады вается к резистору R в обратном направлении. Таким образом, на интервале шести периодов питающего напряжения2uформируется один период напряжения UR на нагрузке (см. рис. 15.5, б). Кроме основной гармонической составляющей U R(1) в кривой напряжения нагрузки содержатся высшие гармонические, кратные частоте пи тающего напряжения, частоте основной гармонической напряже ния нагрузки, а также комбинационные гармонические. Частота основной гармонической напряжения нагрузки взаимо зависима с частотой питающего напряжения f1 11 f2 , (15.7) T2 2( n 1) 2(n 1) 1 T1 1 q q где n — число полупериодов питающего напряжения, укладывающихся в по лупериод выходного напряжения; q — число пульсаций выпрямленного напряжения для прямого и обратно го выпрямителей.

261

а

б

Рис. 15.5. Мостовая схема формирования выходного напряжения однофазно однофазного НПЧ и временные диаграммы напряжений и токов

262

Например, при n, принимающем значения натурального ряда чисел, и для однофазных двухпульсовых выпрямительных групп (n = 1, 2, 3 ..., q = 2, 1f = 50 Гц) получим 50 f 2 == ()11+ nn−

50 ,

...Г Гц. т.е. f2 = 50, 25, 162/ 3... Таким образом, частоту выходного напряжения можно изменять дискретно. Кратность частот кf = f1/f 2 может принимать значение от единицы до бесконечности. Для получения плавного регулирования частоты выходного на пряжения такого преобразователя необходимо вводить па паузу узу между интервалами работы первого и второго тиристорных мостов, дли тельность которой следу следует ет плавно изменять. Этим может быть по лучено непрерывное изменение выходной частоты в диапазонах дис кретности формирования частоты выходного напряжения в зоне трети от значения частоты входного напряжения. При Пр и активноиндуктивной нагрузке характер формирования кри вых имеет существенную особенность, обу обусловленную словленную тем, что в конце полупериода выходного напряжения ток нагрузки продолжает протекать под действием ЭДС самоиндукции в прежнем направле нии. Для пропу пропуска ска тока на интервале его снижения до нуля выпря митель, выходящий из работы, необходимо переводить в режим про пуска пу ска тока. При этом на тиристоры выпрямителя, вступающего в работу,, нельзя подавать управляющие сигналы, так как это вызовет работу короткое замыкание трансформатора. Для обеспечения нормальной работы НПЧ при активноиндук тивной нагрузке используют два алгоритма управления тиристора ми прямой и обратной выпрямительных групп: с заданием начала формирования кривой напряжения очередного полупериода по сиг налу от датчика перехода тока нагрузки через нуль и с непрерыв ным заданием управления тиристорами обеих выпрямительных групп без датчика нуля тока нагрузки. На рис. 15.6 приведена схема трехфазнооднофазного НПЧ и вре менные диаграммы, поясняющие принцип формирования кривой выходного напряжения при активноиндуктивной нагрузке с ис пользованием датчика нуля тока. В схеме НПЧ использованы две трехфазные группы тиристоров VS VS1, 1, 3, 5 и VS VS2, 2, 4, 6, образующие 263

а

б

Рис. 15.6. Схема формирования выходного напряжения НПЧ при работе на активноиндуктивную нагрузку с контролем перехода тока нагрузки через ноль с помощью датчика тока и временные диаграммы ее работы

два трехфазных выпрямителя по нулевой схеме включения. Одна группа (VS VS1, 1, 3, 5) предназначена для формирования прямой полу волны тока нагрузки, а другая (VS VS2, 2, 4, 6) — обратной полуволны. Сигналы управления G i подаются на соответствующие тиристоры на 264

интервале нарастания тока нагрузкин i с углом управления α < π/2 (на рис. 15.6, б, α = 0), а на интервале спада тока с углом опереже ния β = π – α, где α > π/2. Таким образом, на интервале одного полупериода тока нагрузки тиристоры данной группы работают вна чале в выпрямительном режиме, когда энергия передается от ис точника к нагрузке, а затем в инверторном режиме, обеспечивая передачу энергии, накопленной в индуктивности, в цепь источни ка. После спада тока нагрузки до нуля от датчика тока ДТ в схему управления СУ поступает сигнал, разрешающий открытие тиристо ров второй группы, обеспечивающей формирование обратной по луволны тока нагрузки. Алгоритм управления с контролем перехода тока через нуль исключает одновременное включение тиристоров в катодной и анодной группах и предотвращает короткие замыкания трансфор матора. Наличие датчика нуля тока усложняет схему НПЧ. По этому во многих случаях применяется другое решение для про пуска пу ска тока при активноинуктивной нагрузке без датчика нуля тока. В схеме НПЧ без датчика нуля тока (рис. 15.7) преду предусматривает сматривает ся непрерывное управление тиристорами обеих групп. При этом с чередованием одна группа тиристоров работает в выпрямительном, а вторая — в инверторном режимах, что неизбежно на некоторых интервалах работы приводит к коротким замыканиям трансформа тора, сопровождающимся протеканием уравнительного тока. Урав нительный ток возникает под действием разностиурu мгновенных значений выходных напряжений uI и uII обоих мостов (см. рис. 15.7). Для ограничения уравнительного тока выходы обоих мостов соеди няются через уравнительные реакторы УР с выведенной средней точкой. Управление тиристорами обоих мостов для получения квазисину соидального выходного напряжения осуществляется с углами управления αI и α II , изменяющимися в течение периода выходного напряжения по закону закону,, близкому к сину синусоидальному соидальному (см. рис. 15.7). Для питания трехфазной нагрузки, например асинхронной ма шины, НПЧ подобного типа выполняется из трех самостоятельных групп, сдвинутых по управлению на 120 эл. град. по выходной час тоте. Каждая группа обеспечивает питание отдельной фазной об 265

266 Рис. 15.7 (начало). Схемы формирования выходного напряжения в трехфазнооднофазном НПЧ при работе на активноиндуктивную нагрузку без датчика нуля тока и временные диаграммы напряжений

267

Рис. 15.7 (продолжение)

268 Рис. 15.7 (окончание)

мотки статора. Такой НПЧ может быть собран из 36 тиристоров. Возможно применение нулевой схемы на 18 тиристорах. Питающая сеть при трехфазной активноиндуктивной нагрузке загружается током аналогично управляемому трехфазному выпря мителю. Коэффициент мощности снижается с увеличением сред него значения угла управления на интервале полупериода выходно го напряжения.

Глава 16. ОСОБЕНН ОСОБЕННОСТИ ОСТИ ЭКСПЛУ ЭКСПЛУА АТАЦИИ СИЛОВЫХ СИЛО ВЫХ ЭЛЕКТРО ЭЛЕКТРОННЫХ ННЫХ ПРЕОБР ПРЕОБРАЗ АЗОВ ОВА АТЕЛЕЙ НА ЭЛЕКТРИФИЦИРОВ ЭЛЕКТРИФИЦИРОВАННО АННОМ М ТР ТРАНСПО АНСПОРТЕ РТЕ 16.1. Проблема электромагнитной совместимости силовых преобразователей электротяговой сети со смежными устройствами Электроснабжение электрического подвижного состава (ЭПС) от тяговых подстанций постоянного тока сопровождается ухудшени ем электромагнитной совместимости тяговой сети с устройствами СЦБ и связи, что может существенно изменить и в некоторых слу чаях нарушить их нормальный режим работы вследствие воздействия мешающих и опасных электромагнитных влияний. Мешающим влиянием согласно «Правилам защиты устройств проводной связи от влияния тяговой сети электрифицированных железных дорог постоянного тока» называется такое влияние, при котором в устройствах связи, железнодорожной автоматики и теле механики появляются помехи, нарушающие нормальное действие этих устройств. Опасным влиянием на линии СЦБ называется такое влияние, которое может вызвать ложное срабатывание путевого реле и при вести к открытию сигнала на занятый участок. В тяговой сети постоянного тока мешающее действие на устрой ства СЦБ и линии связи оказывает переменная составляющая на пряжения и тока контактной сети и рельсовой цепи. Переменная составляющая возникает вследствие применения m пульсовых вып рямительных агрегатов на тяговых подстанциях и использования ЭПС с импульсным потреблением тока. Устройства СЦБ представляют сложную систему систему,, состоящую из аппаратуры питающего ПК и релейного РК концов рельсовой цепи, аппаратуры сигнальной точки преобразования информации ПИ, светофора С сигнальной точки, линейного трансформатора TV (рис. 16.1). Для Дл я определения влияния нестабильности работы рельсовой цепи на функционирование сигнальных точек СЦБ, для которых изме нения напряжения на обмотке путевого реле (ПР) могут привести к 270

Рис. 16.1. Структурная схема сигнальной точки устройств СЦБ

значительным негативным последствиям, необходимо выделить наиболее критичные функциональные узлы. Наиболее ответствен ным элементом, влияющим на безопасность движения поездов, яв ляется рельсовая цепь (РЦ), выполняющая роль контроля свобод ности и занятости участков пути. На рис. 16.2 приведены эквивалентные схемы рельсовой цепи для нормального (рис. 16.2, а) и шунтового (рис. 16.2, б) режи мов работы при условии замены линии с распределенными пара метрами четырехполюсником с сосредоточенными параметрами (А, Б, С, Д), являющимися нормативными при регулировке РЦ в эксплуатации. Полное сопротивление в Ом/км рельсовой нити последователь но соединенных рельсов и рельсовых соединителей определяется по выражению: nn

Zk=+22 raa

r c ∑∑ 00

+ jw L e + kL L + L c) ,

(16.1)

где ra — активное сопротивление цепей (без соединителей рельсовой нити), Ом/км;

271

n

∑ rac — активное

сопротивление соединителей на 1 км рельсовой нити,

0

Ом/км; n — число соединителей, на 1 км рельсовой нити; L e — внешняя индуктивность рельсовой нити, мкГ мкГн/км; н/км; n

∑ Lc — индуктивность соединителей одного километра рельсовой нити, 0

мкГн/км; мкГ н/км; 1000 nlc − — коэффициент целостности рельсовой нити; = 1000 lc — расстояние между точками закрепления соединителя, м; ω = 2πfст — угловая частота сигнального тока, в зависимости от вида тяги может быть 25, 50 или 75 Гц, либо в тональных рельсовых цепях может иметь другие более высокие значения, например 600 Гц. k

а

б

Рис. 16.2. Эквивалентные схемы рельсовой цепи для нормального (а) и шунтового (б) режимов работы

272

Наиболее значимым по обеспечению работоспособности рель совых цепей является электрическое сопротивление верхнего стро ения железнодорожного пути, в которое входят сопротивления бал ластной призмы и шпал. В практике принимают ZБ = RБ, а для сети железных дорог Рос сии принята минимально допу допустимая стимая норма сопротивления балла ста RБmin = 1 Ом/км. Очевидно, что в зависимости от атмосферных условий значение RБ может изменяться в сотни и более раз. Из приведенных формул и данных по сопротивлениям видно, что напряжение путевого реле пU является комплексной величи ной, имеющей сложную зависимость от условий эксплуатации и определяется параметрами, точное прогнозирование которых чрез вычайно затруднительно и практически невозможно. Поэтому рас сматривают зависимость между пUи Uр по следующему соотноше нию:

UW = pp

U ,

(16.2)

ц п

где Wрц — обобщенная функция РЦ, в которой учитываются все многообра зие параметров рельсового четырехполюсника и аппаратуры питающего и ре лейного концов РЦ.

В нормальном режиме работы РЦ выполняются условия:

UU ≥≥ pp

пр

;,

Ip I

pпр

(16.3)

где Uр, I рпр — соответственно напряжение и ток надежного притяжения якоря ПР.. ПР

Из соотношений (16.2) и (16.3) следу следует ет,, что любое увеличение результирующего резуль тирующего напряжения источника питания U п всегда будет удовлетворять неравенствам (16.3). Поэтому в нормальном режиме работы рельсовая цепь будет некритична к выходу за верхний пре дел напряжения Uп . Снижение же напряжения Uп может вызвать невыполнение неравенств (16.3), что может вызвать в нормальном режиме ложную занятость РЦ и соответственно возможную задер жку поездов. Такой режим возможен при появлении осадков, при загрязне нии балластной призмы в процессе перевозок химически активных грузов, а также при загрузке РЦ токами сигнальной частоты от ис точников на электроподвижном составе и на тяговых подстанциях. 273

В шунтовом режиме работы РЦ требу требуется ется гарантированное вы ключенное состояние ПР для контроля нахождения железнодорож ного подвижного состава на данном участке пути. Должно выпол няться неравенство: UU ≤≤ п

потп

;,

Iп

I попп

(16.4)

где Uпотп , Uпопп — соответственно напряжение и ток надежного отпускания якоря ПР ПР..

В данном случае увеличение напряжения пUможет вызвать при определенном расположении шунтирующего элемента (колесной пары) на участке контроля к увеличению U п на путевом реле, что может привести к невыполнению условий (16.4) и вызвать появ ление ложной свободности рельсовой цепи. Данная ситуация яв ляется опасной по условию обеспечения безопасности движения по ездов. Увеличение напряжения U п выше установленных норм мо жет произойти от повышения напряжения в линии электроснабже ния автоблокировки (ВЛ СЦБ), а также влияния источников с частотой сигнального тока на ЭПС и тяговых подстанциях при со впадении по фазе напряжения соответствующих гармоник с напря жением Uп. Одновременное выполнение условий (16.3) и (16.4), которое тре буется бу ется для обеспечения нормального функционирования РЦ в ука занных режимах работы, носит противоречивый характер. Подоб ная противоречивость обу обуславливает славливает значительные трудности в об служивании РЦ. Графическое представление областей работоспособности РЦ при помощи введенной выше обобщенной функции W рц, показано на рис. 16.3. Положение заштрихованной области на рис. 16.3 определяется функцией Wрц, на которую влияют различные факторы, например сопротивление балласта БR, в том числе гармонические составляю щие с частотой сигнального тока от источников на ЭПС и на тяго вых подстанциях. Из рассмотренного следу следует ет,, что обеспечение надежности РЦ представляет важную на научнотехническую учнотехническую проблему обеспечения безопасности движения на железнодорожном транспорте. Реше ние данной проблемы зависит как от на научно учно обоснованных реше ний самих РЦ, так и от качества преобразования электроэнергии 274

Рис. 16.3. Условное изображение работоспособности РЦ при применении значений функции Wрц и напряжения Uп

на тяговых подстанциях постоянного тока и качества потребления электроподвижным составом электроэнергии по электротяговым сетям.

16.2. Неканонические гармонические составляющие тока электротяговой сети при работе силовых преобразователей в устройствах электроснабжения и на электроподвижном составе Неканонические гармоники тока электротяговой сети могут по являться при некоторых повреждениях в системе управления и уз лов силовой схемы преобразователей, не являющихся аварийными для самих преобразователей, и на которые не реагируют обычные максимальнотоковые и дифференциальные защиты. Это могут быть: исчезновения импульсов управления, недостаточный ток уп равления изза старения тиристоров и их неоткрытие, отклонение углов включения тиристоров преобразовательного агрегата и вне шние короткие замыкания обмоток преобразовательного трансфор матора на контур заземления подстанции. 275

Существующие сглаживающие филь фильтры тры тяговых подстанций не эффективны для подавления возникающих при этом низкочастот ных гармоник. При внешних однофазных коротких замыканиях выводов вто ричной обмотки преобразовательных трансформаторов на внешний контур заземления тяговой подстанции максимальнотоковые за щиты и вовсе не чувствительны к возникающим при этом токам, так как их значение ограничивается переходными сопротивления ми тяговой подстанции и рельсовой сети относительно земли, име ющими большой разброс по своему значению. Возникающие при этом токи, могут протекать по рельсовым цепям и вызывать их по вреждения, приводящие к сбою работы устройств СЦБ и (или) АЛС, что напрямую влияет на безопасность движения поездов. Электроснабжение электрического подвижного состава от тяго вых подстанций постоянного тока сопровождается ухудшением электромагнитной совместимости тяговой сети с устройствами СЦБ и связи, что может существенно изменить и в некоторых случаях нарушить их нормальный режим работы вследствие воздействия мешающих и опасных электромагнитных влияний. Допу Допустимые стимые нор мы по псофометрическому напряжению на выходе тяговой подстан ции составляют Uпсф ≤ 4 В. Опасное влияние гармоник напряже ния тяговой подстанции ограничено максимальным значением ам плитуды любой гармонической составляющей значением 100 В. В табл. 16.1 приведены допу допустимые стимые уровни тока помех, разрабо танные для электроподвижного состава как приемника электри ческой энергии из электротяговой сети. Выпрямительный преобразователь тяговой подстанции, как су щественно нелинейное звено электрической цепи, является ис точником высших неканонических гармонических составляющих. В частотном спектре выпрямленного напряжения и тока двенадца типульсового выпрямителя (рис. 16.4) наиболее существенными яв ляются следующие гармоники: – гармоника с частотой 100 Гц, обу обусловленная словленная наличием несим метрии питающего напряжения; – гармоника с частотой 300 Гц, обу обусловленная словленная неравенством ли нейных напряжений вторичных обмоток преобразовательного трансформатора, соединенных в «звезду» и «треугольник»; – гармоника с частотой 600 Гц, обу обусловленная словленная двенадцатипуль совой схемой выпрямления. 276

277

а

Рис. 16.4 (начало). Двухмостовой двенадцатипульсовый управляемый выпрямитель: а — схема преобразовательного агрегата

б

278

279

Рис. 16.4 (окончание): б — временные диаграммы напряжений

Таблица 16.1 Допустимые уровни тока помех

Номинальная Система частота электроснабжения сигнального тока, Гц Постоянный ток напряжением 3 кВ

75

46—54 40—46 54—60 21—29 19—21 29—31 21—29 15—21 29—35 65—85

4500

4462,5—4537,5

0,2

5500

5462,5—5537,5

0,2

175

167—184

0,4

420

408—432

0,35

480

468—492

0,35

580

568—592

0,35

720

708—732

0,35

780

768—792

0,35

4545**

4507,5—4582,5

0,2

5000

4962,5—5037,5

0,2

5555**

5517,5—5592,5

0,2

50

25

Переменный ток напряжением 25 кВ частотой 50 Гц

Постоянный ток напряжением 3 кВ и переменный ток напряжением 25 кВ частотой 50 Гц

Эффективное зна% чение тока гармо% ники при непре% Полоса частот частот,, Гц рывном воздей% ствии (более 0,3 с), А, не более

25

1,3 5,0 5,0 1,0 (1,9)* 11,6 11,6 1,0 4,1 4,1 4,1

Примечания : * В скобках указаны значения для электровозов, оборудованных устройством для контроля гармонической составляющей частотой 25 Гц, имеющих функцию равномерно уменьшать тяговую мощность при превышении граничного значения; ** Для электровозов переменного тока проверка соответствия в полосах частот 4545, 5555 Гц не проводится при наличии в технической документации требования о недопустимости эксплуатации электровоза на участках желез% ных дорог дорог,, оборудованных рельсовыми цепями с рабочими полосами частот сигнального тока 4545, 5555 Гц.

280

Также, при нарушении симметрии одного из плеч выпрямителя, возможно появление гармоники с частотой 50 Гц. К таким наруше ниям относятся: нарушение симметричности подачи отпирающих импульсов на тиристоры, значительные отклонения сопротивления одного из плеч выпрямителя, например, вследствие некачествен ной затяжки соединительных болтов, различные внутренние и вне шние повреждения одного из плеч выпрямителя, а также замыка ния вторичных обмоток на землю.

16.3. Метод определения гармонического состава тока электротяговой сети с использованием математического ма тематического моделирования Аналитическое исследование электромагнитных процессов в уп равляемых преобразователях весьма затруднительно. Поэтому вли яние на гармонический состав выпрямленного напряжения и тока различных нарушений в работе выпрямителя целесообразно при менять метод имитационного математического моделирования. Пример 16.1. Определение гармонического состава тока элект ротяговой сети постоянного тока. Имитационная модель преобразовательного агрегата, соответству ющая параметрам преобразовательного агрегата тяговой подстанции постоянного тока высокоскоростной линии СанктПетер бург— Москва, приведена на рис. 16.5. Преобразовательный агрегат вклю чает преобразовательный трансформатор ТР ТРДТНП ДТНП 20000/110ИУ1,

Рис. 16.5. Структурная схема преобразовательного агрегата: Т — преобразовательный трансформатор; UV б — базовая секция тиристорной установки; UVр — регулируемая секция тиристорной установки

281

управляемую выпрямительную установку ВПТЕ 3,15к4,0к12У З и резонансноапериодический филь фильтр. тр. От энергосистемы с приведенной ЭДС Е с и приведенным сопро тивлением Zc получает питание четырехобмоточный преобразова тельный трансформатор Т. Вторичные обмотки преобразовательно го трансформатора Т помимо основных выводов имеют также от ветвления с пониженным напряжением. От ответвлений вторичной обмотки питается базовая секция выпрямителя UV Б, от основных выводов — регулиру регулируемая емая секция выпрямителя UV р. Для сглажива ния пульсаций выпрямленного напряжения служит апериодический фильтр, филь тр, образованный реактором с индуктивностью dLи конденса тором емкостью Сф. Для подавления гармоник напряжения с час тотой 100 Гц предназначена резонансная цепочка100 L —C100. Нагруз ка преобразователя смоделирована активным сопротивлением кон тактной сети и электровоза R ксэ , индуктивностью L ксэ и противо . ЭДС тяговых двигателей электровоза эЕ Приведенное сопротивление энергосистемы определено через значение трехфазного тока короткого замыкания на шинах 110 кВ тяговой подстанции. Ток трехфазного короткого замыкания в мак 3) симальном режиме энергосистемы принят равным (кз I = 7551 А. В этом случае Z c:

Zc

U ср = 3I (3) кз

,

(16.5)

где Uср — среднее напряжение ступени, для которой задан ток КЗ, В.

Для ступени напряжения 110 кВ Uср = 115 кВ. 115 000 Z c == 8, 79 (Ом). 3 7551 ⋅ В электрических сетях с напряжением 110—220 кВ соотношение реактивного и активного сопротивлений составляет примерно 2,5— 3,0/1. Исходя из этого соотношения получены значения ср R и Xср: Rср = 3,01 Ом; Xср = 3,01 Ом. Принципиальная схема соединения обмоток трансформатора ТРДТНП ТР ДТНП 20000/110ИУ1 приведена на рис. 16.6. 282

Рис. 16.6. Принципиальная схема соединения обмоток преобразовательного трансформатора ТРДТНП 20000/110ИУ1

Буквами А, B, C и N обозначены выводы сетевой обмотки; бук вами a, b и c — выводы обмотки собственных нужд, буквами a1, b1, c1—a4, b4, c4 — выводы вторичных обмоток. Выводы a2, b2, c2 и a4, b4, c4 предназначены для питания базовой выпрямительной секции, а выводы a1, b1, c1 и a3, b3, c3 — для питания регулируе мой секции. Паспортные данные трансформатора ТР ТРДТНП ДТНП 20000/110ИУ1 приведены в табл. 16.2. Таблица 16.2 Параметр

Значение

Номинальная мощность сетевой обмотки, кВ·А

17 950

Номинальная мощность вторичной обмотки, кВ·А

13 150

Номинальная мощность ответвления вторичной обмотки, кВ·А

11 240

Номинальная мощность обмотки собственных нужд, кВ·А

4800

Номинальная частота сети, Гц Номинальное напряжение первичной обмотки, В

50 115 000

283

Окончание табл. 16.2 Параметр Номинальный ток первичной обмотки, А Номинальное напряжение вторичной обмотки соединенной в Δавто/Δ, выводы а1 b1 c1/ 1/выводы выводы ответвления a2 b2 c2, В

Значение 90

1594/1313

Номинальное напряжение вентильной обмотки соединенной в Yавто/Y, выводы а3 b3 c3/ 3/выводы выводы ответвления a4 b4 c4, В

1462/1300

Номинальный ток вторичной обмотки, соединенной в Δавто/Δ, А

2570

Номинальный ток вентильной обмотки, соединенной в Yавто/Y, А

2570

Номинальное напряжение обмотки собственных нужд, В

10 500

Номинальный ток вторичной обмотки, А

264

Потери короткого замыкания при 75 °С, закороченных выводах а1 b1 c1 и а3 b3 c3 вентильной обмотки, приведенные к мощности сетевой обмотки 13 150 кВ·А, кВт 119,0 Напряжение короткого замыкания при 75 °С, закороченных выводах а1 b1 c1 и а3 b3 c3 вторичной обмотки, приведенные к мощности первичной обмотки 13 150 кВ·А, %

18,3

Напряжение короткого замыкания при 75 °С, закороченных выводах а2 b2 c2 и а4 b4 c4 ответвления вторичной обмотки, приведенные к мощности первичной обмотки 11 240 кВ·А, %

14,2

Напряжение короткого замыкания при 75 °С, закороченных выводах обмотки собственных нужд, a b c, приведенные к мощности первичной обмотки 4800 кВ·А, %

17,6

Потери холостого хода трансформатора, кВт

15,375

Ток холостого хода трансформатора, приведенный к номинальной мощности первичной обмотки 17 950 кВ·А, %

0,614

Сопротивления первичной и вторичной обмоток трансформато ра постоянному току при температуре 19 °С приведены в табл. 16.3. и табл. 16.4. По данным, приведенным в табл. 16.2—16.4, определены пара метры Тобразной схемы замещения преобразовательного транс форматора. Так как изза особенностей работы системы управле ния при уровне выпрямленного напряжения более 3500 В базовый выпрямитель практически не принимает участия в работе, пара 284

Таблица 16.3

Обозначение выводов

Сопротивление, Ом

A—N

2,05

B—N

2,13

C —N

2,05 Таблица. 16.4

Обозначе Сопротив Сопротив Сопротив Обозначе Сопротив ние выводов ление, Ом ление, Ом ление, Ом ние выводов ление, Ом a1— b1

0,00178

b1— c1

0,00185

с1— a1

0,00188

a2— b2

0,00118

b2— c2

0,00119

c2—a 2

0,00116

a3— b3

0,00122

b3—c 3

0,00124

c3—a3

0,00130

a4— b4

0,00101

b4— c4

0,00093

c4—a4

0,00103

метры схемы замещения для ответвлений вторичной обмотки не учтены. Активная проводимость ветви намагничивания определена по формуле, Сим: GM −

ΔPxx 2 U1н

,

(16.6)

где U1н — номинальное линейное напряжение первичной обмотки, кВ; ΔРхх – мощность потерь холостого хода, кВт кВт..

GМ = 1,16·10–6 Сим. Индуктивная проводимость ветви намагничивания, Сим

= BG MM

Siнx

2 x

2 100 U1н

−

2

,

(16.7)

где iхх — ток холостого хода трансформатора, %; Sн — номинальная мощность, к которой приведен ток холостого хода, В·А.

BМ = 5,99·10–6 Сим. Активные сопротивления первичной обмотки определены по данным, приведенным в табл. 16.3. Для упрощения дальнейших рас четов сопротивления всех фаз приняты одинаковыми и равными 285

среднему значению сопротивлений, приведенных в табл. 16.3. Так как замеры сопротивлений произведены при температуре 19 °С, а опыт короткого замыкания — при температуре 75 °С, то выполнено приведение сопротивлений к температуре 75 °С:

RR =+ tt21

(1, α( t2 −t1))

(16.8)

где Rt1 – сопротивление проводника при исходной температуре1,t Ом; α – температурный коэффициент сопротивления, 1/°С; t 2 – конечная температура проводника, °С; t 1 – исходная температура проводника, °С.

Rф1 = 2,08(1 + 0,004(75 – 19)) = 2,54 Ом. Сопротивления ra3, rb3, rc3 фаз вторичной обмотки соединенной в звезду определены из системы уравнений:

rrab33+=

r a3—b 3,

rrbc33+=

r b3—c3,

rrca33+=

r c3—a 3,

(16.9)

где ra3—b3 — сопротивление между выводами a3 и b3 вторичной обмотки, Ом; r b3—c3 — сопротивление между выводами b3 и c3 вторичной обмотки, Ом; r c3—a3 — сопротивление между выводами c3 и a3 вторичной обмотки, Ом.

Для упрощения полученные значения сопротивленийar3, rb3, rc3 усреднены. Среднее сопротивление фазы вторичной обмотки, со единенной в звезду звезду,, с учетом коррекции по температуре: rф3 = 7,67·10–4 Ом. Сопротивления ra1, rb1, rc1 фаз вторичной обмотки, соединенной в треугольник, получены аналогичным образом: rф3 = 2,92·10–3 Ом. Полные сопротивления первичной и приведенные полные со противления вторичной обмоток трансформатора связаны системой уравнений:

+= ZZ 1Y += ZZ 11

Z 1— Y, ΔΔ

ZZ += Y ZZ 1с ZZ + Y 286

Z

—

Δ Δ

(16.10)

, кв

,

где Z1 — полное сопротивление фазы первичной обмотки, Ом; ZY — приведенное к первичному напряжению полное сопротивление фазы вторичной обмотки, соединенной в звезду звезду,, Ом; ZΔ — приведенное к первичному напряжению полное сопротивление фазы вторичной обмотки, соединенной в треугольник, Ом; Z1— 1—Y Y — приведенное полное сопротивление частичного короткого замы кания обмотки, соединенной в звезду звезду,, Ом; Z1—Δ — приведенное полное сопротивление частичного короткого замы кания обмотки, соединенной в треугольник, Ом.

Приведенное полное сопротивление частичного короткого замы кания обмотки, соединенной в звезду звезду,, Ом: Z 1— Y

2 U1н uk kk

=S

нп

Y

100

,

(16.11)

где Sнп — номинальная мощность вторичных обмоток трансформатора, В·А; u k — напряжение сквозного короткого замыкания вторичных обмоток трансформатора, %; kkY — коэффициент коммутации вторичных обмоток, соединенных в звезду звезду..

Приведенное полное сопротивление частичного короткого замы кания обмотки, соединенной в треугольник, Ом:

Z 1—

Δ

2 U1н uk kk

= S н

Δ,

100

(16.12)

где kkΔ — коэффициент коммутации вторичных обмоток, соединенных в треу гольник.

По данным заводаизготовителя, коэффициент коммутации об моток, соединенных в звезду звезду,, равен 1,063, соединенных в треуголь ник — 1,125. Z1— 1—Y Y = 195,55 (Ом); Z1—Δ = 207,05 (Ом). Приведенное сопротивление сквозного короткого замыкания (замкнуты выводы обеих вторичных обмоток):

Z скв

2 U1н uk

=S

нп

, 100

(16.13)

Zскв = 184,04 (Ом). 287

Приведенные сопротивления обмоток: Z1 = 167,78 (Ом); ZY = 27,77 (Ом); ZΔ = 39,27 (Ом). Индуктивное сопротивление первичной обмотки, Ом: XZ = 11

22

−Rф1;

(16.14)

X1 = 167,76 (Ом). Индуктивное сопротивление вторичной обмотки, соединенной в звезду: XrY

ZY = k2 − тY

2 ; ф3

(16.15)

где kтY — коэффициент трансформации для вторичной обмотки, соединен ной в звезду. звезду.

XY = 4,42·10–3 (Ом). Аналогично: XΔ = 0,023 (Ом). По рассчитанным данным составлена модель преобразователь ного трансформатора. Каждое плечо выпрямительного агрегата включает три после довательно соединенных тиристора Т 173 2000 18 го класса. Па раллельно каждому тиристору включена цепочка, состоящая из ре зистора сопротивлением 24 Ом и конденсатора емкостью 0,47 мкФ. При создании модели эти три тиристора заменяются одним идеа лизированным тиристором, схема замещения которого приведена на рис. 16.7.

Рис. 16.7. Модель тиристора

288

Модель тиристора включает в себя соединенные последователь но: резистор RТ, индуктивность L Т , источник ЭДС UТO и идеальный ключ. Также присутству присутствует ет шунтирующая снабберная ветвь, в кото рую входят сопротивление R ш и емкость Сш. Пороговое напряжение плеча, В: UТO = sUТO ,

(16.16)

где s — число последовательно включенных тиристоров в плече; UТO — пороговое напряжение тиристора, В.

UТO. ТO.3 3 = 3,24 В. Дифференциальное сопротивление плеча, Ом:

rТ.п

rs Т = a

,

(16.17)

где rТ — дифференциальное сопротивление тиристора, Ом; a — число параллельных ветвей.

r Т. 3 = 2,1·10–4 (Ом). Параметры апериодического филь фильтра тра в модели приняты такие же, как и на тяговой подстанции: Сф = 400 мкФ, L d = 31,7·10–3 Гн . Параметры резонансной цепочки 100 Гц: С ф = 80 мкФ, L d = – 3 = 31,7·10 Гн . варьируется ется в зависи ПротивоЭДС двигателей электровозаэ Eварьиру мости от необходимого тока нагрузки преобразователя. Структурная схема имитационной модели тягового преобразо вателя представлена на рис. 16.8. Оценка адекватности полученной модели была произведена для режима одностороннего питания, при отключенных смежных по стах секционирования. На зоне питания находился один поезд с электровозом ЧС ЧС2Т 2Т.. В момент нахождения поезда вблизи поста сек ционирования ток подстанции и напряжение на шинах ПВА были зафиксированы с помощью цифрового осциллографа HIOKI 8855 c дискретностью 1 мс. В модели созданы аналогичные условия. Со вмещенная осциллограмма выпрямленного напряжения на зажимах ПВА, полученного на модели и в ходе эксперимента на подстанции представлены на рис. 16.9. При этом расхождения между значениями, полученными опыт ным путем и с помощью модели не превышают 7 %. Также были 289

290 Рис. 16.8. Структурная схема имитационной модели преобразователя

291

Рис. 16.9. Совмещенная осциллограмма выпрямленного напряжения на шинах ПВА, полученного в ходе эксперимента и при моделировании

построены сравнительные осциллограммы амплитуд гармоник с ча стотой 50, 100, 300 и 600 Гц в выпрямленном напряжении на шинах преобразователя. Гармонический анализ осциллограмм выпрямленного напря жения показал, что расхождения амплитуд гармоник с частотой 50, 100, 300, и 600 Гц не превысили 8 %. Далее разработанная ими тационная модель использована для получения численных зна чений неканонических гармоник при несимметричном питании силовой схемы преобразователя, несимметричном управлении силовыми полупроводниковыми приборами преобразователя, не симметричных параметрах преобразователя по силовым цепям фаз, при внутренних и внешних повреждениях цепей преобразо вателя.

16.4. Анализ спектрального состава тока электротяговой сети при отключении от нормального режима работы выпрямителя тяговой подстанции Экспериментальные исследования и исследования на матема тических моделях позволили дать оценку основным видам повреж дений, приводящим к существенному увеличению на выходе вып рямителя неканонических гармоник. К таким повреждениям от носятся: – несимметричное управление тиристорами управляемого вып рямителя; – несимметричность электрических параметров силовой цепи преобразователя; – блокирование (неотпирание) тиристоров или обрыв цепи груп пового диодного плеча из плеч выпрямителя; – замыкание выводов вторичной обмотки на контур заземления тяговой подстанции. Несимметричное управление тиристорами связано с возможны ми задержками поступления управляющих импульсов на одно ти ристорное плечо выпрямителя. В табл. 16.5 приведены зависимос ти амплитуд гармонических составляющих выпрямленного тока ча стотой 50, 100, 300 и 600 Гц от угла задержки отпирающего им пульса Δα Δα,, эл. град. 292

Таблица 16.5 Δα, эл. град.

Амплитуды в амперах гармонических составляющих выпрямленного тока Id = 1200 А 50 Гц

100 Гц

300 Гц

600 Гц

0

0

0

2,9

9,8

0,4

0,6

0,06

2,75

9,8

0,8

1,25

0,09

2,65

9,8

1,2

2,0

0,125

2,55

9,8

1,6

3,1

0,175

2,45

9,8

2,0

4,0

0,22

2,45

9,8

Несимметричность параметров по фазам силовой цепи выпря мителя обу обусловлена, словлена, главным образом, увеличением омического сопротивления одного из плеч выпрямительной установки вслед ствие ухудшения контактного соединения или старения полупро водниковых приборов. В табл. 16.6 приведены зависимости ампли туд гармонических составляющих тока при увеличении сопротив ления Rп цепи одного из плеч от 0,21 мОм до 10,5 мОм. Таблица 16.6 Rп, мОм

Амплитуды в амперах гармонических составляющих выпрямленного тока Id = 1200 А 50 Гц

100 Гц

300 Гц

600 Гц

0

0

0

2,9

9,8

2,0

0,6

0,16

2,8

9,8

4,0

1,25

0,16

2,8

9,8

6,0

1,9

0,155

2,8

9,8

8,0

2,5

0,155

2,8

9,8

10,0

3,2

0,155

2,8

9,8

Потеря проводимости тока в одном из плеч выпрямительной ус тановки может возникать при блокировании сигнала управления одного из тиристоров, обрыва силовой электрической цепи в ка комлибо плече. В табл. 16.7 приведены амплитудные значения гар монических составляющих выпрямленного тока при обрыве цепи одного плеча выпрямителя. 293

Таблица 16.7 Частота гармонических составляющих, Гц

Амплитуда гармонических составляющих (А) при выпрямленном токе I d = 600 А

Id = 1200 А

50

202

320

100

0,54

1,1

150

18,6

23,3

200

5,8

9,2

300

0,9

1,7

600

1,4

2,5

Появление неканонических гармоник зависит от повреждений преобразователя, связанных с электрическим пробоем одного из плеч и замыканием на землю вторичных обмоток преобразователь ного трансформатора. Пробой плеча вызывает аварийное нараста ние тока в цепях выпрямителя и это повреждение эффективно вы является имеющимися сврествами защит защит.. При замыкании выводов вторичной обмотки преобразователь ного трансформатора на контур заземления тяговой подстанции образу ется электрическая цепь по контуру вторичная обмотка трансформатора—плюсовая шина выпрямителя—контактная сеть— цепь электровозной нагрузки—обратная рельсовая сеть—вторич ная обмотка, а также по цепи, образу образуемой емой через минусовую шину при соответствующем проводящем состоянии тиристоров. Ток ко роткого замыкания зависит от переходного сопротивления рель сы–земля Rпер, которое может изменяться в значительном диапа зоне. Сопротивление контура заземления тяговой подстанции зR более стабильно и не должно превышать 0,5 Ом. В табл. 16.8 при ведены резуль результаты таты моделирования короткого замыкания на зем лю вторичной обмотки, соединенной в треугольник при токе dI = = 1200 А, Rз = 0,5 Ом и изменения переходного сопротивления пер R от 0 до 10,0 Ом. Аналогичные резуль результаты таты и для случая замыкания на землю вто ричной обмотки преобразовательного трансформатора, соединен ной в звезду звезду.. Из анализа токов в фазах первичной обмотки преобразователь ного трансформатора следу следует ет,, что защиты от аварийных токов пре 294

Таблица 16.8 Переходное Амплитудные значения гармонических состав Ток в фазе сопротивление ляющих (А) при выпрямленном токе Id = 1200 А первичной рельс–земля, 50 Гц 100 Гц 150 Гц 200 Гц 300 Гц 600 Гцобмотки, I 1 Rпер, Ом 0

669

8,8

76

2,4

13,2

6,5

22,4

0,5

304

46

47

15

110

97

33

1,0

237

21

46

12

86

76

30

2,0

1 60

7

43

8

59

56

28

5,0

79

1,7 1, 7

33

3,5

29

30

26

10,0

43

0,5

22

1,8

16

16

25,5

образователя на стороне 110 кВ обеспечивают достаточную чувстви тельность к коротким замыканиям вторичных обмоток трансфор матора на контур заземления. Максимальная токовая защита к та кому повреждению нечувствительна, ее уставка составляет 150 А. Кроме преобразователей тяговых подстанций, источниками выс ших гармонических составляющих в токе рельсовой сети является электроподвижной состав. Современный ЭПС с ТАД является ис точником широкого спектра высших гармонических составляющих. Но современные образцы ЭПС с ТАД оборудованы устройствами защиты от появления в тяговом токе высших гармоник выше допу стимых значений. Электроподвижной состав с коллекторными двигателями и рео статноконтакторным управлением в установившихся режимах не генерирует генериру ет высших гармонических. Однако в переходных режимах в тяговом токе кратковременно могут возникать высшие гармони ческие значительной амплитуды.

16.5. Защита электротяговой сети от опасного влияния 1 силовых преобразователей Наиболее опасными повреждениями, влияющими на появление недопустимых недопу стимых гармоник в обратной тяговой сети являются: корот кое замыкание вторичных обмоток преобразовательного трансфор 1

Вариант защиты разработан кафедрой «Электроснабжение железных до рог» ПГУПС под руководством дра техн. на наук ук А.Н. Марикина.

295

матора на внешний контур тяговой подстанции и обрыв (невклю чение) плеча преобразовательного агрегата. Возникающие при этом токи неканонических гармоник в обратной тяговой сети достигают десятков ампер, а гармоника 50 Гц может достигать сотен ампер. Такой режим работы рельсовых цепей СЦБ и АЛС недопу недопустим стим по условиям безопасности движения поездов. Данные повреждения не выявляются существующими устройствами защиты, установлен ными на тяговых подстанциях постоянного тока. Остальные выявленные виды повреждений и режимы работы преобразовательных агрегатов могут оказывать мешающее влияние на рельсовые цепи СЦБ и АЛС, а также на проводные линии связи. Непрерывный контроль за гармоническим составом напряжений и токов преобразователя и тяговой подстанции позволит выявлять и сигнализировать о необходимости настройки системы управления преобразовательным агрегатом или вывода в ремонт филь фильтру трустрой строй ства тяговой подстанции. Двукратное превышение нормы по псофометрическому напря жению тяговой подстанции характерно для управляемых преобра зователей. Увеличение угла управления приводит к пропорциональ ному увеличению амплитуды гармоники 300 Гц — у шестипульсо вых и 600 Гц — у двенадцатипульсовых выпрямителей. В зависимости от степени опасности внешних и внутренних по вреждений дополнительное устройство защиты от появления нека нонических гармоник должно иметь два информационных выход ных канала. Один — на отключение преобразовательного агрегата, в случае обрыва плеча преобразователя или короткого замыкания вторичной обмотки преобразовательного трансформатора на вне шний контур заземления тяговой подстанции. Другой — сигнальный, информирующий обслуживающий пер сонал о необходимости проведения настройки и ремонта преобра зовательного агрегата или филь фильтрустройства трустройства тяговой подстанции. Основным признаком аварийных повреждений, требующим от ключения преобразовательного агрегата, является значение гармо ники 50 Гц в линии обратного тока тяговой подстанции. Характеризующим признаком обрыва (невключения) плеча яв ляется амплитуда гармоники 50 Гц в кривой выпрямительного на пряжения. Имитационным моделированием и экспериментальны ми исследованиями установлена наименьшая амплитуда гармони 296

ки 50 Гц, достигающая 200 В. Это относится к преобразователям ВПТЕ 3,15к4,0к12У З с преобразовательным трансформатором ТРДТНП ТР ДТНП 20000/110ИУ1, имеющим ответвления вторичных обмо ток для питания базового выпрямителя. При невключении тирис торного плеча регулиру регулируемой емой секции выпрямителя в работу вступает базовый преобразователь и не позволяет выпрямленному напряже нию значительно снизиться. Амплитуда гармоники 50 Гц в выпрямленном напряжении не управляемых выпрямителей оценивается уровнем не ниже 500 В. Амплитуда гармоники 50 Гц в кривой выпрямленного напряже ния при коротком замыкании вторичной обмотки на внешний кон тур тяговой подстанции даже при нулевом значении переходного сопротивления «рельс—земля» не превышает значения 105 В. Разность значений в амплитудах гармоники 50 Гц в кривой вып рямленного напряжения использована для идентификации вида повреждения с обрывом (невключением) плеча преобразовательной установки. Уставка граничного значения составляет 150 В. Другим контролиру контролируемым емым параметром является появление в кри вой выпрямленного напряжения тяговой подстанции любой гармо ники, превышающей значение 100 В. Контролируемыми Контролиру емыми величинами для сигнализации о появлении мешающих гармоник в кривой обратного тока электротяговой сети являются гармоники вблизи частот сигнального тока рельсовых це пей. В нормах безопасности НБ ЖТ ЦТ 04 98 определены допу допусти сти мые уровни помех и время осреднения равное 0,2 с. Это время при нимается в качестве ширины окна для гармонического преобразо вания Фурье. Важным информационным параметром, сигнализирующим о появлении в напряжении тяговой подстанции мешающего напря жения на линии проводной связи, является псофометрическое на пряжение. Первичными величинами, необходимыми для выявления повреж дений, приводящих к появлению неканонических гармоник в обрат ной тяговой сети, являются: u d — мгновенное значение выпрямлен ного напряжения — предназначенное для идентификации повреж дения типа обрыв (невключение) плеча преобразователя;тп u— мгновенное значение напряжения тяговой подстанции — необходи мо для контроля псофометрического напряжения тяговой подстан 297

298

299

Рис. 16.10. Структурная схема защиты электротяговой сети от опасного влияния преобразовательного агрегата тяго вой подстанции постоянного тока при внешних и внутренних повреждениях, опасных для работы рельсовых цепей СЦБ и АЛС: ПА — преобразовательный агрегат; Ф1— 1—Ф Фп — питающие линии контактной сети; ЭПС — электроподвижной со став; ДрТ — дроссельтрансформатор; ФУ — филь фильтрустройство; трустройство; ВВ — выключатель; БВ — быстродействующий выключатель; ДН ДН1 1 — датчик напряжения выпрямителя; ДН ДН2 2 — датчик напряжения на сглаживающем реакторе; ДТ1 ДТ 1 — датчик тока линии обратного тока; ДТ ДТ2 2 — датчик тока в цепи филь фильтрустройства трустройства

ции; i тп — мгновенное значение тока тяговой подстанции (в линии обратного тока) — эта величина является главным параметром сра фильтру трусс батывания защиты; ф i — мгновенное значение тока через филь тройство. Расчет тока срабатывания устройства защиты по эффективному значению тока гармоники 50 Гц на отключение производится исхо дя из условия отстройки от гармоник, возникающих при переход ных процессах на ЭПС. Как показали теоретические и эксперимен тальные исследования при переходных процессах на ЭПС в тече ние 0,04—0,07 с, амплитуда высших гармоник составляет 8—70 А в зависимости от значения тягового тока и вида переключения (вы вод пу пусковых сковых резисторов, изменение ступени ослабления возбуж дения, перегруппировка двигателей). В остальных режимах ведения амплитуды высших гармоник не должны превышать значения 1, 3 2 A . С учетом данных ограничений уставка защиты по ампли туде тока, гармоники 50 Гц определяется по формуле: I с.з.т = k отсI max, где kотс — коэффициент отстройки, принимаемый равным 1,5; I max — максимальная амплитуда гармоники тока, наблюдаемого в течение t ≥ 0,1 с.

Численное значение тока уставки составляет: I с.з.т = 1,5·1, 3 2 = 2, 76 A. Для защиты от кратковременных возмущений в тяговой сети ус тавка по времени срабатывания защиты принята равной 0,1 с. Значительное превышение тока уставки, так же как и наличие характеризующих признаков опасных режимов, должно приводить к ускорению действия защиты на отключение преобразовательного агрегата. Структурная схема защиты электротяговой сети от опасного вли яния преобразовательного агрегата тяговой подстанции постоянного тока приведена на рис. 16.10. Устройство защиты получает информацию о мгновенных значе ниях контролиру контролируемых емых величин от датчиков напряжения ДН и тока ДТ ДТ:: • выпрямленное напряжение ДН ДН1; 1; • напряжение на уравнительном реакторе — ДН ДН2; 2; • ток тяговой подстанции — ДТ ДТ1; 1; • ток фильтру фильтрустройства стройства — ДТ ДТ2. 2. 300

Пользу ясь известными в электротехнике соотношениями, вы Пользуясь числяются косвенным путем недостающие величины: напряже ние на выходе тяговой подстанции (тп u ) и выпрямленный ток (id); uтп = u d – uур; i d = i тп + i ф. Структурная схема вычислительного блока устройства защиты включает в себя: аналогоцифровой преобразователь, математичес кое обеспечение преобразования Фурье, банк осциллограмм, содер жащих предысторию и постисторию процессов, в резуль результате тате кото рых происходили отключения преобразователя, программный мо дуль обработки полученного спектра гармонических, формирова тель выходных сигналов. Выходными сигналами устройства защиты являются: • отключение преобразователя по току гармоники 50 Гц в обрат ной тяговой сети; • вид повреждения, вызвавший отключение преобразователя по току гармоники 50 Гц; • отключение преобразователя изза превышения амплитуды любой гармоники в напряжении тяговой подстанции; • номера гармоник, приведшие к отключению преобразователь ного агрегата; • значение псофометрического напряжения; • амплитуды мешающих гармоник в кривой тока тяговой подстан ции, расположенных вблизи частот сигнального тока рельсовых це пей; • частоты мешающих гармоник в кривой тока тяговой подстан ции, расположенных вблизи частот сигнального тока рельсовых це пей. По материалам анализа и на основе предложений по системе за щиты разработано техническое задание на опытноконструкторс кую разработку разработку,, изготовлена и прошла экспериментальную провер ку опытная партия устройств защиты от внешних и внутренних по вреждений в цепях преобразователей тяговых подстанций постоян ного тока, опасных для работы рельсовых цепей СЦБ и АЛС.

Рекомендуемая Рекоменду емая литература 1. Аржанников Б.А Б.А.. Система управляемого тягового электроснаб жения постоянного тока для пропу пропуска ска скоростных и тяжеловесных поездов // Транспорт Урала. — 2012. — № 1. — С. 134—137. 2. Бурков А.Т А.Т.. Электронная техника и преобразователи: учебник для вузов ж. д. трансп. — М.: Транспорт ранспорт,, 2001. — 464 с. 3. Бурков А.Т А.Т., ., Марикин А.Н А.Н.. Управление напряжением в контакт ной сети на скоростных участках // Железнодорожный транспорт транспорт.. — 2006. — № 10. — С. 55—57. 4. Высокоскоростные поезда «Сапсан» В1 и В2: учебное пособие. Ч. 1 и 2. — М.: РЖД, 2013. — 387+318 с. 5. Все о высокоскоростных поездах TGV / Андре Папазян: пер. с нем. — М.: ФГО ФГОУ У «У «Учебнометодический чебнометодический центр по образованию на железнодорожном транспорте», 2010. — 127 с. 6. Вестник Всероссийского на научноисследовательского учноисследовательского и проек тноконструкторского института электровозостроения: специальный выпуск. выпу ск. Избранные статьи д.т д.т..н., профессора А.С. Курбасова. — Новочеркасск, 2006. — 424 с. 7. Герман Л.А. Новая система поперечной емкостной компенса ции в тяговой сети // Локомотив. — 2012. — № 8. — С. 39—40. 8. Гопал К. Дюбай Дюбай.. Основные принципы устройства электропри водов: пер. с англ. — М.: Техносфера, 2009. — 431 с. 9. Калугин И.Г. Целесообразные схемы тяговых подстанций для системы тяги постоянного тока повышенного напряжения 12— 24 кВ // Вестник ВНИИЖТ ВНИИЖТ.. — 2013. — № 1. — С. 53—59. 10. Contact Lines for Electric Railw Railwa ays: Planning, Design, Implementa tion Maintenance / F. Kissling, R. Puschmann, A. Schmieder Schmieder,, E. Schmi eder.. — Erlangen, Publicis Publishing, 2009. — 994 p. eder 11. Марикин А.Н., Мизинцев А.В А.В.. Новые технологии в сооруже нии и реконструкии тяговых подстанций: учебное пособие для ву зов ж. д. трансп. — М.: ГО ГОУ У «У «Учебнометодический чебнометодический центр по обра зованию на железнодорожном транспорте», 2008. — 220 с. 302

12. Мощный преобразователь для системы тягового электроснаб жения // Железные дороги мира. — 2012 г. — № 6. — С. 47—50. 13. Нововведения и инновационные процессы в тяговом электро снабжении / В.В. Хананов, А.Т А.Т.. Бурков, Д.В. Барч // Транспорт РФ. — 2012. — № 6. — С. 34—39. 14. Пронин М.В М.В., ., Воронцов А.Г А.Г.. Силовые полностью управляемые полупроводниковые преобразователи (моделирование и расчет)/ Под редакцией Крутякова Е.А. — СПб.: Электросила, 2003. — 172 с. 15. Щербаков Я.В Я.В.. Замкнутые системы компенсации неканони ческих гармоник полупроводниковых преобразователей. — Харьков: ХФИ «Т «Транспорт ранспорт Украины», 1999. — 256 с. 16. Электроподвижной состав с асинхронными тяговыми двига телями / Н.А. Ротанов, А.С. Курбасов, Ю.Г Ю.Г.. Быков, В.В. Литовчен ко. — М.: Транспорт ранспорт,, 1991. — 336 с. 17. Электроподвижной состав с электрическим торможением: учеб ное пособие для вузов ж. д. транспорта / В.В. Жуликов, Ю.М. Инь ков, Л.Г Л.Г.. Козлов и др.; под ред. Ю.М. Инькова и Ю.И. Фельдмана. — М.: ГО ГОУ У «У «Учебнометодический чебнометодический центр по образованию на железно дорожном транспорте», 2008. — 412 с.

Оглавление Ог лавление Предисловие ........................................................................................ 3 Глава 10. ЭЛЕКТРОННАЯ И ПРЕОБР ПРЕОБРАЗОВА АЗОВАТЕЛЬНАЯ ТЕЛЬНАЯ ТЕХНИКА НА ЖЕЛЕЗНОДОРОЖНО ЖЕЛЕЗНОДОРОЖНОМ М ТРАНСПОРТЕ ......... 4 10.1. Преобразование энергии в устройствах электрической тяги ....................................................................................................... 4 10.2. Назначение и классификация преобразователей электрической энергии и электронных аппаратов ......................... 13 10.3. Принципы конструирования электронных преобразователей .............................................................................. 17 10.4. Методы расчета и моделирование электромагнитных процессов в силовых цепях преобразователей ............................... 19 Глава 11. ВЫПРЯМИТЕЛИ ............................................................. 22 11.1. Назначение и классификация выпрямителей ........................ 22 11.2. Схемы выпрямителей однофазного тока ................................ 26 11.3. Схемы выпрямителей трехфазного тока ................................. 33 11.4. Коммутация в выпрямителях .................................................. 53 11.5. Управляемые выпрямители трехфазного тока ....................... 58 11.6. Внешние характеристики и энергетические показатели выпрямителей .................................................................................... 72 11.7. Аварийные режимы выпрямителей ........................................ 92 11.8. Импульсные выпрямители .................................................... 10 104 4 11.9. Применение выпрямителей в устройствах электроснабжения тяги и на электроподвижном составе ............ 116 11.10. Сглаживающие филь фильтры тры тяговых подстанций с выпрямителями ............................................................................ 12 125 5 Глава 12. ИНВЕРТ ИНВЕРТОРЫ ОРЫ В ВЫПРЯМИТЕЛЬНОE ИНВЕРТОРНЫХ ИНВЕРТ ОРНЫХ ПРЕОБР ПРЕОБРАЗОВА АЗОВАТЕЛЯХ ТЕЛЯХ .............................. 130 12.1. Назначение инверторов ......................................................... 13 130 0 12.2. Однофазные и трехфазные инверторы ................................. 13 131 1 12.3. Коммутация токов в схемах инверторов ............................... 13 136 6 304

12.4. Характеристики и энергетические показатели инверторов ...................................................................................... 1 40 12.5. Аварийные режимы в инверторах ......................................... 1 43 12.6. Применение инверторов на тяговых подстанциях и на электроподвижном составе при рекуперативном торможении ..................................................................................... 14 146 6 12.7. Схема управления выпрямительноEинверторным преобразователем ............................................................................ 1 59 Глава 13. ИМПУЛЬСНЫЕ ПРЕОБР ПРЕОБРА АЗОВА ЗОВАТЕЛИ ТЕЛИ ПОСТОЯННО ПОСТ ОЯННОГО ГО ТОКА ............................................................ 164 13.1. Назначение и принцип действия .......................................... 16 164 4 13.2. Применение тиристорных ключей в схемах импульсных преобразователей постоянного тока .............................................. 1 67 13.3. Расчет параметров коммутирующего контура в схеме тиристорного ключа ........................................................................ 171 13.4. Схемы импульсных преобразователей .................................. 177 13.5. Электромагнитные процессы при импульсном регулировании в электротяговых сетях ......................................... 18 180 0 13.6. Применение импульсных преобразователей на электроподвижном составе ....................................................... 188 Глава 14. АВТ АВТО ОНОМНЫЕ ИНВЕРТ ИНВЕРТОРЫ ОРЫ ..................................... 191 14.1. Назначение и виды автономных инверторов ....................... 1 91 14.2. Автономные инверторы напряжения ................................... 19 199 9 14.3. Автономные инверторы тока ................................................. 2 24 14.4. Применение автономных инверторов в тяговом электроприводе с асинхронными и синхронными двигателями трехфазного тока ............................................................................. 2 39 14.5. Перспективные системы электрической тяги с использованием технологий тиристорных и транзисторных преобразователей с автономными инверторами .......................... 24 249 9 Глава 15. ПРЕОБР ПРЕОБРА АЗОВА ЗОВАТЕЛИ ТЕЛИ ПЕРЕМЕННО ПЕРЕМЕННОE E ПЕРЕМЕННОГО ПЕРЕМЕННО ГО ТОКА ............................................................ 253 15.1. Назначение и классификация преобразователей переменного тока в переменный ток ............................................. 253 15.2. Регуляторы напряжения и коммутаторы .............................. 2 56 15.3. Непосредственные преобразователи частоты с естественной коммутацией .......................................................... 261 305

Глава 16. ОСОБЕННОСТИ ЭКСПЛУ ЭКСПЛУА АТАЦИИ СИЛ СИЛОВЫХ ОВЫХ ЭЛЕКТРОННЫХ ПРЕОБР ПРЕОБРА АЗОВА ЗОВАТЕЛЕЙ ТЕЛЕЙ НА ЭЛЕКТРИФИЦИРОВАННО ЭЛЕКТРИФИЦИРОВАННОМ М ТРАНСПОРТЕ .............. 270 16.1. Проблема электромагнитной совместимости силовых преобразователей электротяговой сети со смежными устройствами ................................................................................... 270 16.2. Неканонические гармонические составляющие тока электротяговой сети при работе силовых преобразователей в устройствах электроснабжения и на электроподвижном составе .............................................................................................. 275 16.3. Метод определения гармонического состава тока электротяговой сети с использованием математического моделирования ................................................................................ 281 16.4. Анализ спектрального состава тока электротяговой сети при отключении от нормального режима работы выпрямителя тяговой подстанции ........................................................................ 292 16.5. Защита электротяговой сети от опасного влияния силовых преобразователей ............................................................. 29 295 5 Рекомендуемая литература ............................................................. 302

Учебное издание

Áóðêîâ Àíàòîëèé Òðîôèìîâè ðîôèìîâè÷ ÷

ÝËÅÊÒÐÎÍÈÊÀ È ÏÐÅÎÁÐÀÇÎÂÀÒÅËÜÍÀß ÒÅÕÍÈÊÀ Â äâóõ òîìàõ Òîì 2 Ýëåêòðîííàÿ ïðåîáðàçîâàòåëüíàÿ òåõíèêà

Учебник

Ïîäïèñàíî â ïå÷àòü 21.11.2013 ã. Ôîðìàò 60×84/16. Ïå÷. ë. 19,25. ÔÃÁÎÓ «Ó÷åáíî-ìåòîäè÷åñêèé öåíòð ïîîáðàçîâàíèþ íà æåëåçíîäîðîæíîì òðàíñïîðòå» 105082, Ìîñêâà, óë. Áàêóíèíñêàÿ, ä. 71 Òåë.: +7 (495) 739-00-30, å-mail: [email protected], http://www.umczdt.ru